Đang tải... (xem toàn văn)
Ước lượng kênh truyền đa chặng biến thiên theo thời gian trong truyền dẫn MIMO-OFDM
LỜI CAM ĐOAN Cộng hòa xã hội chủ nghĩa Việt Nam Độc lập - Tự do - Hạnh phúc LỜI CAM ĐOAN Kính gửi : Hội đồng bảo vệ đồ án tốt nghiệp khoa Điện tử - Viễn thông Trường Đại học Bách Khoa – Đại học Đà Nẵng Em tên là Trần Văn Dũng Hiện đang học lớp 08DT1 – Khoa Điện tử - Viễn Thông, trường đại học Bách Khoa – Đại học Đà Nẵng. Em xin cam đoan nội dung của đồ án này không phải là bản sao chép của bất cứ đồ án hoặc công trình đã có từ trước. Nếu vi phạm em xin chịu mọi hình thức kỷ luật của Khoa. Sinh viên thực hiện đồ án Trần Văn Dũng Trang 1 MỤC LỤC MỤC LỤC Trang 2 DANH SÁCH CÁC TỪ VIẾT TẮT DANH SÁCH CÁC TỪ VIẾT TẮT 1G 2G 3G 4G First Generation Second Generation Third Generation Fourth Generation Thế hệ thứ nhất Thế hệ thứ hai Thế hệ thứ ba Thế hệ thứ tư A AF AWGN Ampify and Forward Addition White Gaussian Noise BEM BER BTS BW Basis Expansion Models Bit Error Rate Base Transceiver Station Bandwidth Khuếch đại và chuyển tiếp Nhiễu Gaussian trắng cộng B Mô hình khai triển cơ bản Tỉ số bit lỗi Trạm thu phát gốc Băng thông C CE CFO CIR CP CSI Complex Exponential Carrier Frequency Offset Channel Impulse Response Cyclic Prefix Channel State Information DF DFT DPS Decode and Forward Discrete Fourier Transform Discrete Prolate Sphroidal Hàm mũ phức Độ lệch tần số sóng mang Đáp ứng xung kênh truyền Tiền tố lặp vòng Thông tin trạng thái kênh truyền D GCE GI FDM FDMA FFT ICI IFFT ISI LTE MIMO ML M-QAM MSE Giải mã và chuyển tiếp Phép biến đổi Fourier rời rạc Hàm khai triển cơ bản G Generalized Complex Exponential Guard Interval F Frequency Division Multiplexing Frequency Division Multiple Access Fast Fourier Transform I Inter- Carrier Interference Inverse Fast Fourier Transform Inter- Symbol Interference L Long Term Evolution M Multiple Input Multiple Output Maximum Likelihood M Quadrature Amplitude Modulation Mean Squared Error O Trang 3 Hàm mũ liên hợp suy rộng Khoảng bảo vệ Ghép kênh phân chia theo tần số Đa truy cập phân chia theo tần số Phép biến đổi Fourier nhanh Nhiễu liên sóng mang Phép biến đổi Fourier đảo Nhiễu liên ký tự Sự tiến triển dài hạn Nhiều ngõ vào, nhiều ngõ ra Khả năng lớn nhất Điều chế biên độ cầu phương M điểm Lỗi bình phương trung bình DANH SÁCH CÁC TỪ VIẾT TẮT OFDM P-BEM PDF QAM SDMA SNR Orthogonal Frequency Multiplexing Division Ghép kênh phân chia theo tần số trực giao P Poly nomial BEM Khai triển đa thức Probability Density Function Hàm phân bố mật độ xác suất Q Quadrature Ampitude Modulation Điều chế biên độ cầu phương S Space Division Multiple Access Đa truy cập phân chia theo không gian Signal to Noise Ratio Tỉ số tín hiệu trên nhiễu Trang 4 DANH SÁCH HÌNH VẼ DANH SÁCH HÌNH VẼ Hình 1.1: Kênh truyền không chọn lọc tần số (f0W) Hình 1.3: Tín hiệu từ bên phát đến bên thu theo các đường khác nhau Hình 1.4: Mô hình truyền tín hiệu trong kênh fading đa đường Hình 1.5: Độ chính xác của các BEM với Q = 7, tốc độ 100km/h Hình 1.6: Hiệu quả sử dụng phổ trong kỹ thuật FDM (a) và OFDM (b) Hình 1.7: Cấu trúc 1 symbol OFDM trong miền tần số Hình 1.8: Cấu trúc tính hiệu OFDM phát đi ở máy phát Hình 2.1: Mô hình hệ thống thông tin đa chặng Hình 2.2: Mô hình One-way relay Hình 2.3: Mô hình truyền dẫn multi-hop Hình 3.1: Mô hình hệ thống two-way relay Hình 3.2: Mô hình xử lý two way relay Hình 4.1: Đồ thị MSE_CIR của các BEM theo SNR Hình 4.2: Đồ thị BER của các BEM theo SNR Hình 4.3: Đồ thị BER của các BEM với tốc độ khác nhau Hình 4.4: Đồ thị BER của các BEM với số hàm Q khác nhau Hình 4.5: Đồ thị BER của P- BEM với điều chế số khác nhau Hình 4.6: Đồ thị MSE của các BEM_Coe với SNR khác nhau Hình 4.7: Đồ thị MSE của các BEM_CIR với SNR khác nhau Hình 4.8: Đồ thị BER của các BEM với SNR khác nhau Hình 4.9: Đồ thị MSE của các BEM với tần số Doppler chuẩn hóa Trang 5 DANH SÁCH HÌNH VẼ Hình 4.10: Đồ thị BER của P- BEM với tốc độ khác nhau theo SNR Hình 4.11: Đồ thị BER của P- BEM với tốc độ khác nhau theo SNR Hình 4.12: Đồ thị MSE của BEM_Coe theo SNR Hình 4.13: Đồ thị MSE của BEM_CIR theo SNR Hình 4.14: Đồ thị MSE vị trí chèn pilot theo SNR Hình 4.15: Đồ thị MSE số Relay theo SNR Hình 4.16: Đồ thị MSE số Anten khác nhau theo SNR Trang 6 DANH SÁCH HÌNH VẼ Trang 7 LỜI MỞ ĐẦU LỜI MỞ ĐẦU Nhu cầu trao đổi thông tin liên lạc của con người rất đa dạng và phong phú. Ngành viễn thông hiện hiện nay cũng theo đó phát triển nhanh chóng với nhiều bước đột phá trong công nghệ mới. Bên cạnh các hệ thống thông tin đang phát triển hiện nay là 2.5G, 3G thì các nhà mạng đã tiến hành triển khai một chuẩn di động thế hệ mới có rất nhiều tiềm năng, đó là thế hệ thứ 4 (4G) sử dụng các kỹ thuật đa truy cập phân chia theo không gian, tần số trực giao và thời gian. Để đáp ứng yêu cầu về băng thông rộng, tính di động cao của dịch vụ cung cấp cho người dùng, truyền dẫn đa truy cập phân chia theo tần số trực giao kết hợp với cấu hình truyền dẫn gồm nhiều anten phát và thu (MIMO) được chọn là giải pháp kỹ thuật truyền dẫn vô tuyến chính cho các mạng băng rộng 4G. Tuy nhiên, hiệu quả của hệ thống MIMO- OFDM phụ thuộc nhiều vào độ chính xác của thông tin trạng thái kênh truyền (CSI). Chính vì thế, yêu cầu về việc xây dựng các giải thuật ước lượng đáp ứng kênh truyền đa đường, chọn lọc thời gian tần số trong hệ thống 4G là rất cần thiết. Cùng với hệ thống truyền dẫn MIMO- OFDM, một kỹ thuật truyền dẫn mới được thông qua bởi 3GPP- LTE Advanced là truyền dẫn thông tin đa chặng multihop (one way relay và two way relay). Việc ước lượng kênh truyền trong trường hợp này phức tạp hơn vì chịu ảnh hưởng của hệ số fading qua nhiều chặng. Từ yêu cầu cần thiết về việc ước lượng đáp ứng kênh truyền đa đường, cùng với mong muốn tìm hiểu kỹ hơn về hệ thống thông tin đa chặng, em chọn đề tài nghiên cứu cho đồ án tốt nghiệp là: “Ước lượng kênh truyền đa chặng biến thiên theo thời gian trong truyền dẫn MIMO-OFDM”. Đồ án chia làm 4 chương: Chương 1: Tổng quan Chương 2: Ước lượng kênh truyền chọn lọc thời gian và tần số trong hệ thống thông tin đa chặng one way relay Trang 8 LỜI MỞ ĐẦU Chương 3: Ước lượng kênh truyền chọn lọc thời gian và tần số trong hệ thống thông tin đa chặng MIMO-OFDM two way relay Chương 4: Mô phỏng Đồ án này sẽ giải quyết các vấn đề liên quan đến việc ước lượng đáp ứng kênh truyền bằng thuật toán Fisher và đưa ra kết quả mô phỏng bằng phần mềm Matlab. BẢNG PHÂN CÔNG NHIỆM VỤ TRẦN VĂN DŨNG - Thiết lập mô hình hệ thống. Viết chương trình Matlab mô phỏng hệ thống two-way MIMO-OFDM. Viết báo cáo chương 3, chương 4. Viết bản tóm tắt đồ án. TRẦN THỊ THU THỦY - 08DT1 08DT3 Thiết lập mô hình hệ thống. Viết chương trình Matlab mô phỏng hệ thống one-way relay. Viết báo cáo chương 1, chương 2. Làm slide thuyết trình. Trong quá trình thực hiện đồ án, em đã cố gắng rất nhiều song không khỏi mắc phải những sai sót, kính mong quý thầy cô thông cảm và đóng góp ý kiến để đồ án được hoàn thiện hơn. Sau cùng, cho phép em bày tỏ lời cảm ơn đến các thầy cô giáo trong khoa Điện Tử Viễn Thông, đặc biệt là thầy Nguyễn Lê Hùng đã tận tình hướng dẫn, cung cấp tài liệu và động viên giúp đỡ em trong suốt thời gian thực hiện đồ án này. Em xin chân thành cảm ơn! Đà Nẵng, tháng 06 năm 2013 Sinh viên thực hiện Trần Văn Dũng Trang 9 1.1. CHƯƠNG 1 TỔNG QUAN CHƯƠNG 1 TỔNG QUAN Giới thiệu chương Chương này trình bày các nội dung sau: 1.2. Tổng quan về mô hình truyền dẫn không dây Kỹ thuật truyền dẫn đa sóng mang Tổng quan về đa truy cập phân chia theo tần số trực giao (OFDM) Các kỹ thuật ước lượng kênh truyền Mô hình kênh truyền không dây chọn lọc thời gian, tần số 1.2.1. Phân loại fading Trong mô hình kênh truyền không dây, mô hình truyền tín hiệu được chia thành 2 loại là fading tầm rộng và fading tầm hẹp. 1.2.1.1. Fading tầm rộng Fading tầm rộng diễn tả sự suy yếu của trung bình công suất tín hiệu hoặc độ suy hao kênh truyền là do sự di chuyển trong một vùng rộng. Hiện tượng này chịu ảnh hưởng bởi sự cao lên của địa hình (đồi núi, rừng, các khu nhà cao tầng) giữa máy phát và máy thu. Ta nói phía thu bị che khuất bởi các vật cản cao. Các thống kê về hiện tượng fading tầm rộng cho phép ước lượng độ suy hao kênh truyền theo hàm của khoảng cách. 1.2.1.2. Fading tầm hẹp Fading tầm hẹp diễn tả sự thay đổi đáng kể ở biên độ và pha tín hiệu. Điều này xảy ra là do sự thay đổi nhỏ trong vị trí không gian giữa phía phát và phía thu. Fading tầm hẹp có hai nguyên lý – sự trải thời gian (Time - Spreading) của tín hiệu và đặc tính thay đổi theo thời gian (Time - Variant) của kênh truyền. Đối với các ứng dụng di động, kênh truyền là biến đổi theo thời gian vì sự di chuyển của phía phát và phía thu dẫn đến sự thay đổi đường truyền sóng. Fading tầm hẹp sinh ra bởi nhiều bản sao các tín hiệu truyền với các độ trễ khác nhau kết hợp ở phía nhận. Mô hình fading tầm hẹp ảnh hưởng trên hệ thống MIMO có hai tính chất sau: Trang 10 CHƯƠNG 1 - TỔNG QUAN Đáp ứng kênh truyền từ các anten phát đến các anten thu là tổng hợp các đường phản xạ. Vì các đường có độ trễ khác nhau tại thời điểm đến nên đáp - ứng xung trải rộng trong miền thời gian. Tín hiệu tổng hợp nhận được ở mỗi anten thu là tổng các tín hiệu từ tất cả các anten phát. Tùy theo đáp ứng tần số của kênh truyền và băng thông của tín hiệu phát, độ trải trễ hoặc Coherence time và chu kỳ symbol mà ta có các loại kênh truyền: - Kênh truyền chọn lọc tần số và kênh truyền không chọn lọc tần số. - Kênh truyền biến đổi nhanh và kênh truyền biến đổi chậm. Fading tầm hẹp ( Trải trễ thời gian đa đường) Fading phẳng BW tín hiệu < BW kênh truyền Trải trễ < T_symbol Fading chọn lọc tần số BW tín hiệu > BW kênh truyền Trải trễ > T_symbol Fading tầm hẹp (Trải phổ Doppler) Fading biến đổi nhanh Fading biến đổi chậm Trải phổ Doppler lớn Trải phổ Doppler nhỏ Coherence Time < T_symbol Coherence Time < T_symbol Kênh truyền biến đổi nhanh hơn biến đổi tínKênh hiệu dải truyền nền.biến đổi chậm hơn biến đổi tín hiệu dải nền. 1.2.1.2.1. Kênh truyền chọn lọc tần số và kênh truyền không chọn lọc tần số Do tín hiệu nhận được ở phía thu là tín hiệu phát đi theo nhiều đường khác nhau nên thời gian đến phía thu không giống nhau mà có những khoảng thời gian trễ, làm cho đáp ứng của kênh truyền kéo dài, tần phổ của kênh truyền cũng thay đổi tùy theo thời gian trễ này. Ta định nghĩa coherence bandwidth là khoảng tần số Trang 11 CHƯƠNG 1 TỔNG QUAN mà đáp ứng tần số của kênh truyền là gần như nhau tại mọi tần số. Ta tính coherence bandwidth như sau : Với là thời gian trễ nhiều nhất. Nếu băng thông của tín hiệu phát nhỏ hơn coherence bandwidth ta gọi kênh truyền là không chọn lọc tần số, ngược lại ta có kênh truyền chọn lọc tần số. Hình 1.1: Kênh truyền không chọn lọc tần số (f0W) Ngược lại trên hình 1.2, ta nhận thấy kênh truyền có f 0 nhỏ hơn nhiều so với băng thông của tín hiệu phát. Do đó tại một số tần số trên băng tần, kênh truyền không cho tín hiệu đi qua và những thành phần tần số khác nhau của tín hiệu được truyền đi chịu sự suy giảm và dịch pha khác nhau. Dạng kênh truyền như vậy được gọi là kênh truyền chọn lọc tần số. Trang 12 CHƯƠNG 1 TỔNG QUAN 1.2.1.2.2. Kênh truyền chọn lọc thời gian và không chọn lọc thời gian Khi phía phát hoặc phía thu hoặc các vật chắn sóng và dẫn sóng giữa phía phát và phía thu chuyển động, hiện tượng Doppler xảy ra và làm cho phổ tần số tín hiệu nhận được bị dịch chuyển. Sự dịch chuyển tần số của phổ tần tín hiệu đồng nghĩa với sự thay đổi của đáp ứng kênh truyền trong miền thời gian. Nếu sự dịch chuyển Doppler lớn tương ứng với sự thay đổi kênh truyền diễn ra nhanh và ngược lại. Ta định nghĩa coherence time là thời gian mà kênh truyền thay đổi không đáng kể. (= với là tần số cao nhất gây ra bởi hiệu ứng Doppler. Nếu coherence time nhỏ hơn 1 chu kỳ tín hiệu ta gọi kênh truyền đó là biến đổi nhanh (fast fading), ngược lại ta gọi kênh truyền là biến đổi chậm (slow fading). 1.2.2. Mô hình kênh fading đa đường 1.2.2.1. Hiện tượng fading đa đường (multipath fading) Fading được định nghĩa là sự thay đổi cường độ tín hiệu sóng mang cao tần tại anten thu, thường xảy ra đối với các hệ thống thông tin vô tuyến do tác động của môi trường truyền dẫn. Hình 1.3: Tín hiệu từ bên phát đến bên thu theo các đường khác nhau Trang 13 CHƯƠNG 1 1.2.2.2. TỔNG QUAN Mô hình kênh fading đa đường Hình 1.4: Mô hình truyền tín hiệu trong kênh fading đa đường Tín hiệu s(t) được truyền vào không gian từ anten phát có thể được biểu diễn như sau: (1.3) trong đó là tín hiệu phức ở băng tần cơ sở. Tín hiệu được gọi là đường bao phức (complex envelope) hay tín hiệu tương đương thông thấp (complex lowpass equivalent signal) của . Ta gọi là đường bao phức của bởi vì biên độ và pha của chính là biên độ và pha của . Qua kênh truyền fading (gồm L đường vật lý), tín hiệu thu được tại anten thu có thể được biểu diễn: Thay (1.3) vào (1.4) ta có: (1.5) Như vậy, tín hiệu nhận được ở dải nền được xác định như sau: Bước tiếp theo, ta sẽ thiết lập một kênh truyền hữu dụng bằng cách chuyển kênh truyền liên tục thời gian sang kênh truyền rời rạc thời gian. Sử dụng công thức của định lý lấy mẫu, giả sử rằng tín hiệu đầu vào có băng tần giới hạn là W, khi đó có thể biểu diễn tương đương là: Trang 14 CHƯƠNG 1 TỔNG QUAN với và . Ta có thể biểu diễn (1.7) nhờ tuân theo định lý lấy mẫu, định lý nói rằng bất cứ tín hiệu nào có băng tần giới hạn là W/2 có thể được biểu diễn là tổng các hàm cơ bản trực giao nhau với các hệ số là các mẫu tại các thời điểm n/W ( ). Thay (1.7) vào (1.6) ta được : Suy ra các mẫu thu được là: Đặt , từ (1.8) suy ra: Vậy mô hình thời gian rời rạc của kênh truyền vô tuyến được biểu diễn là: với . 1.2.3. Mô hình Jake Kênh truyền là một quá trình ngẫu nhiên vì thế quá trình mô phỏng gặp nhiều khó khăn. Tuy nhiên ta có thể xác định được hàm mật độ xác suất (pdf) của kênh truyền, nhờ đó thông tin kênh truyền có thể được khôi phục. Có nhiều mô hình toán học được đưa ra để mô phỏng kênh truyền. Trong đó mô hình Jake được sử dụng nhiều trong mô phỏng hệ thống. Mô hình Jake được cho theo công thức sau: trong đó t là thời gian lấy mẫu, n là số đường, k là số kênh, là hệ số độ lệch pha, là bit code trực giao (+1 hoặc -1), là pha ban đầu, là độ dịch Doppler, là số bộ dao động. Mô hình Jake đưa ra một phương pháp đơn giản để tạo ra kênh Rayleigh fading bằng tổng chồng chập của các hàm sin với tần số và pha ban đầu khác nhau. Trang 15 CHƯƠNG 1 TỔNG QUAN Tuy nhiên nếu các thông số của kênh truyền được thiết lập ngay từ đầu thì chúng sẽ không còn đúng trong mô hình kênh truyền chọn lọc thời gian, tần số. Để quá trình mô phỏng thực tế hơn thì kênh truyền phải là một quá trình ngẫu nhiên và vẫn giữ được những đặc tính thống kê. Vì vậy mô hình Zheng được đưa ra và được chỉnh từ mô hình Jake. 1.2.4. Mô hình Zheng Mô hình Zheng tạo ra các mẫu tương tự như mô hình Jake nhưng cần dùng số bộ dao động ít hơn, tuy nhiên yêu cầu số lượng lớn các hàm sin. Thành phần fading được thể hiện trong thành phần đồng pha và vuông pha tại mẫu thứ m được cho bởi công thức sau: và góc tới của đường thứ n là: trong đó là tần số Doppler cực đại, là khoảng thời gian mẫu, n là số lượng hàm sin, , là những pha. Cả , được khởi tạo tại điểm khởi đầu của mỗi lần thử và có phân bố chuẩn trong khoảng (-, ). 1.2.5. Mô hình khai triển cơ bản (BEM) 1.2.5.1. Giới thiệu BEM Fading có ảnh hưởng lớn lên tín hiệu trong kênh truyền chọn lọc thời gian, tần số và mô hình Zheng có thể tạo ra hệ số fading cho mỗi mẫu với những đặc tính thống kê chính xác. Có thể thấy từ biểu thức (1.11) và (1.12) tương quan thời gian được giới thiệu trong kênh truyền bởi vì chuyển động tương đối giữa máy phát và máy thu. Bằng cách sử dụng tương quan thời gian, nhiều mẫu kênh truyền có thể được xấp xỉ với số lượng tham số ít hơn. Đây chính là việc sử dụng hàm khai triển cơ bản (BEM). Trang 16 CHƯƠNG 1 TỔNG QUAN Trong khối dữ liệu phát có N mẫu, tại đầu thu của kênh truyền chọn lọc thời gian, tần số yêu cầu thông tin của N mẫu này để biểu diễn kênh truyền, khôi phục dữ liệu. Tuy nhiên trong hệ thống số mẫu N và số symbol phát đi (M) lớn thì có nhiều biến số và sẽ gặp khó khăn trong quá trình khôi phục kênh truyền. Tuy nhiên có thể xấp xỉ kênh truyền chọn lọc thời gian bằng các mô hình khai triển cơ bản (BEM) khác nhau để làm giảm một lượng đáng kể số chiều biểu diễn của kênh truyền. Độ lợi kênh l, tại mẫu thời gian n được biểu diễn như sau: trong đó: - l {0,..., L -1} L đại diện cho độ dài kênh truyền đại diện cho giá trị hàm cơ bản là hệ số BEM của mô hình kênh Q là số hàm cơ bản được sử dụng trong mô hình khai triển cơ bản Biểu diễn công thức (1.13) dưới dạng vector như sau: trong đó: , , . Vector đại diện cho tất cả các đường trở thành: [9] rong đó: t 1.2.5.2. BL = I L ⊗ B , c = [c0T ,..., cLT −1 ]T Các mô hình khai triển cơ bản Có các mô hình khai triển cơ sở được sử dụng như sau: Hàm mũ phức (CE), hàm GCE, hàm đa thức (P), hàm Discrete Prolate Spheroidal (DPS), hàm KarhuenLoève (KL). • Khai triển mũ phức (CE): Được đưa ra năm 1996 bởi Tsatsanis và Giannakis. Hàm cơ sở của khai triền mũ phức được cho bởi công thức sau: Trang 17 CHƯƠNG 1 TỔNG QUAN Đây là những hàm mũ phức, có chu kỳ bằng với độ dài của khoảng được xem xét. Hệ số CE- BEM có mô hình toán đơn giản và dễ thực thi. Tuy nhiên vì là hàm mũ nên CE-BEM chịu ảnh hưởng của Gibbs khi phân tích Fourier, dẫn đến méo pha và biên độ, đặc biệt là ở những điểm bắt đầu và kết thúc của mỗi frame. Từ công thức trên ta thấy hệ số CE-BEM là cố định trong một khoảng thời gian xác định, do đó chịu ảnh hưởng của lỗi mô hình do hiện tượng Gibbs. • Khai triển GCE: Được đưa ra vào năm 2000 bởi Thomas và Vook. Hàm cơ sở của khai triển GCE được cho bởi công thức sau: Tương tự hàm CE, nhưng khoảng cách tần số của nó được thu hẹp lại nhờ vào hệ số G, do đó giảm được ảnh hưởng của modelling error và tránh được Doppler do khoảng cách tấn số nhỏ hơn tần số Doppler. • Hàm đa thức (P): Được đưa ra năm 1999 bởi Borah và Hart. Là một tập các đa thức tương ứng với khai triển Taylor: Như vậy có tới vài mô hình khai triển cơ sở BEMs tồn tại và mỗi loại được định nghĩa bởi các hàm cơ bản được sử dụng trong việc tạo ra các B. Ma trận B được thiết kế là duy nhất ứng với mỗi hàm cơ sở được chọn. Để đo đạc độ chính xác của BEM ta dùng lỗi bình phương trung bình (MSE) chuẩn hóa. MSE được tính từ CIR thực tế h và mô hình xấp xỉ hóa được tính từ B và c. Lỗi bình phương trung bình đáp ứng xung kênh truyền được định nghĩa như sau: Trang 18 CHƯƠNG 1 TỔNG QUAN Hình 1.5: Độ chính xác của các BEM với Q = 7, tốc độ 100km/h 1.3. Truyền dẫn đa sóng mang 1.3.1. Tổng quan về truyền dẫn đa sóng mang Từ khi bắt đầu mạng tế bào, truyền dẫn đơn sóng mang được sử dụng để truyền tải thông tin. Tuy nhiên trên thực tế, những kênh truyền không dây chịu tác động mạnh mẽ của hiện tượng fading đa đường, điều này đã gây ra mất mát tín hiệu nghiêm trọng. Khi tín hiệu phát nằm trong passband, băng thông tín hiệu tập trung quanh tần số sóng mang. Trong truyền dẫn băng rộng băng thông tín hiệu lớn và chiếm dụng một phổ tần số lớn. Khi hiện tượng fading chọn lọc tần số tác động lên tần số sóng mang thì toàn bộ thông tin sẽ bị mất. Một phương pháp để tránh ảnh hưởng của hiện tượng chọn lọc tần số là truyền dẫn đa sóng mang. Thay vì sử dụng một tần số sóng mang để truyền một tín hiệu băng rộng, máy phát sẽ sử dụng nhiều sóng mang con. Đó chính là phép biến đổi từ kênh truyền lựa chọn tần số băng rộng, thông lượng cao thành những kênh truyền con không chọn lọc tần số, thông lượng thấp. Để thực hiện điều này, băng thông những kênh truyền con cần phải bé hơn Coherence bandwidth của kênh truyền. Một vài sóng mang con có thể bị mất mát trong quá trình truyền dẫn do hiện tượng fading đa đường, nhưng phần lớn tín hiệu được phát đi vẫn được nhận tại đầu thu, kết hợp với việc mã hóa kênh, phần bị mất có thể khôi phục lại được. Một cách đơn giản nhất để thực hiện truyền dẫn đa sóng mang là kỹ thuật ghép kênh phân chia theo tần số trực giao (OFDM). Mỗi kênh con được cấp phát một tần số để truyền dẫn đồng thời trên các sóng mang phụ khác nhau. 1.3.2. Kỹ thuật truyền dẫn OFDM Kỹ thuật ghép kênh phân chia theo tần số trực giao (OFDM) là một kỹ thuật điều chế đa sóng mang, trong đó các ký tự dữ liệu (data symbol) được điều chế thành những song mang phụ (hay sóng mang con) song song cách đều nhau. Các sóng mang phụ này có sự phân chia tần số tối thiểu cần thiết để duy trì tính trực giao tương ứng với dạng sóng trong miền thời gian, còn phổ tín hiệu tương ứng với các sóng mang phụ khác nhau chồng lấn trong miền tần số. Với một băng tần có Trang 19 CHƯƠNG 1 TỔNG QUAN sẵn, việc chồng lấn phổ của các sóng mang con này sẽ làm tăng hiệu quả sử dụng phổ lên rất cao, lớn hơn nhiều so với kỹ thuật ghép kênh phân chia theo tần số thông thường. Ngoài ra OFDM còn là một kỹ thuật đơn giản được áp dụng rất hiệu quả để khắc phục hiện tượng nhiễu liên ký tự ISI trong hiệu ứng trải trễ trong fading đa đường bằng cách sử dụng khoảng bảo vệ (GI period) tại vị trí bắt đầu của mỗi symbol và rất thích hợp cho các kênh truyền fading lựa chọn tần số trong thông tin vô tuyến bằng cách biến đổi kênh truyền chọn lọc tần số thành tập hợp các kênh truyền fading phẳng và cho phép luồng thông tin tốc độ cao được truyền song song với tốc độ thấp trên các kênh băng hẹp. Một tín hiệu OFDM gồm một số lượng lớn các sóng mang có khoảng cách rất gần nhau. Khi điều chế các tín hiệu thoại, dữ liệu, … lên sóng mang, phổ của chúng sẽ chồng lấn lên nhau. Điều cần thiết tại máy thu là phải nhận được toàn bộ tín hiệu của giải điều chế chính xác dữ liệu. Với các kỹ thuật trước đây như FDM, khi tín hiệu được truyền gần nhau thì chúng phải được tách biệt nhau để máy thu có thể tách rời chúng bằng bộ lọc và phải có khoảng băng bảo vệ giữa chúng. Tuy nhiên với những cải tiến của OFDM, mặc dù phổ của các sóng mang chồng lấn phổ lên nhau, chúng vẫn có thể đến được máy thu mà không bị nhiễu bởi vì chúng có tính trực giao. Hình 1.6: Hiệu quả sử dụng phổ trong kỹ thuật FDM (a) và OFDM (b) Trong những thập kỷ vừa qua, nhiều công trình khoa học về kỹ thuật OFDM đã được thực hiện ở khắp nơi trên thế giới. Đặc biệt là công trình khoa học của Trang 20 CHƯƠNG 1 TỔNG QUAN Weistein và Ebert đã chứng minh rằng phép điều chế OFDM có thể được thực hiện thông qua phép biến đổi IDFT và phép giải điều chế OFDM có thể được thực hiện bằng phép biến đổi DFT. Phát minh này cùng với sự phát triển của kỹ thuật số làm cho kỹ thuật điều chế OFDM được ứng dụng ngày càng rộng rãi. Hơn nữa, thay vì sử dụng IDFT/DFT người ta có thể sử dụng phép biến đổi nhanh IFFT/FFT sẽ làm giảm độ phức tạp và tăng tốc độ xử lý tín hiệu ở máy phát và máy thu. 1.4. Mô hình tín hiệu Hình 1.7: Cấu trúc 1 symbol OFDM trong miền tần số Tín hiệu phát OFDM ở băng tần có sở được truyền đi được biểu diễn như sau: n ∈ { − N g ,...,0,..., N − 1} N g trong đó , là chiều dài tiền tố Cyclic- Prefix. Hình 1.8: Cấu trúc tính hiệu OFDM phát đi ở máy phát Trang 21 CHƯƠNG 1 TỔNG QUAN Qua kênh truyền fading chọn lọc thời gian, tần số các mẫu thứ n nhận được trong symbol OFDM thứ m được biểu diễn như sau: trong đó n ∈ {0,…., N-1}, hl,n,m là đáp ứng xung của kênh truyền fading đa đường và zn,m là nhiễu trắng cộng Gaussian (AWGN) với công suất nhiễu là N0. Để không xảy ra nhiễu liên ký tự ISI thì chiều dài Ng của tiền tố lặp CP phải thỏa mãn Ng≥ L-1. Tín hiệu yn,m qua bộ S/P được chuyển từ nối tiếp sang song song với tiếp tục được đưa vào bộ biến đổi FFT. Tín hiệu thu được trong miền thời gian được biểu diễn như sau: 1.5. Các kỹ thuật ước lượng kênh truyền 1.5.1. Khái niệm về ước lượng kênh truyền Để giảm nhẹ ảnh hưởng của hiện tượng fading, những thông tin về kênh truyền là cần thiết và quan trọng tại máy phát và máy thu. Tuy nhiên để biết được một cách chính xác các thông tin về kênh truyền là điều rất khó. Vì vậy ước lượng kênh truyền là yêu cầu đầu tiên và cần thiết của một hệ thống nhằm làm giảm sự sai khác của hàm truyền của kênh thu so với kênh phát do nhiều nguyên nhân trong quá trình truyền dẫn. Trong đồ án này sẽ tập trung nghiên cứu phương pháp ước lượng kênh truyền dùng pilot. Pilots là chuỗi những kí tự được phát từ những chòm điểm điều chế số và được biết tại cả máy phát và máy thu. Trong suốt khoảng thời gian truyền pilot, máy thu sẽ ước lượng kênh truyền để tìm đáp ứng xung kênh truyền (CIR). Có hai vấn đề chính trong việc ước lượng kênh cho hệ thống vô tuyến OFDM. - Sắp xếp tín hiệu thông tin và số lượng pilot. Phải đạt được hai yêu cầu chính là độ phức tạp thấp và khả năng ước lượng tốt. Trong mô hình kênh truyền lựa chọn thời gian và tần số, pilot được sắp xếp dạng lược, khoảng cách giữa các pilots cần phải nhỏ hơn Coherent bandwidth của Trang 22 CHƯƠNG 1 TỔNG QUAN kênh truyền để đáp ứng kênh truyền được ước lượng tốt. Trong phạm vi đồ án này, đáp ứng xung kênh truyền CIR được ước lượng bằng thuật toán Fisher, kỹ thuật ước lượng Maximum Likelihood cùng với sử dụng các hàm khai triển cơ bản (BEM). Vector biểu diễn các mẫu nhận được tại máy thu là: trong đó y là vector biểu biễn các mẫu nhận được tại máy thu, S là ma trận chứa các ký tự pilot (sẽ được nghiên cứu kỹ hơn trong chương sau), c là vector chứa các hệ số của BEM được ước lượng, z là vector biểu diễn nhiễu AWGN. Dựa vào vector thu y, những thông tin đã biết về pilots và giá trị các hàm cơ c$ bản B chứa trong S, đầu thu sẽ ước lượng các hệ số của BEM là vector . Những tham số của kênh truyền cho phép đầu thu khôi phục lại đáp ứng kênh truyền và sử dụng nó trong quá trình khôi phục dữ liệu. Hiệu suất của phép ước lượng được đo bằng thành phần MSE chuẩn hóa của được định nghĩa như sau: MSE chuẩn hóa của đáp ứng xung kênh truyền được định nghĩa như sau: Mặc dù MSE của các hệ số của BEM sẽ đánh giá hiệu quả của phép ước lượng, nhưng MSE chuẩn hóa của CIR là một thông số quan trọng bởi vì CIR liên quan trực tiếp đến quá trình khôi phục dữ liệu tại đầu thu. 1.5.2. Thuật toán Fisher Trong ước lượng Fisher, vector c được xem như một vector xác định chưa biết. Phương pháp này không cần sử dụng hàm phân bố xác suất và hàm tự tương quan của vector đáp ứng kênh truyền. Ưu điểm của phương pháp này là tính đơn giản bởi vì đầu thu không cần biết bất cứ thông tin nào về sự phân bố của c. Mục tiêu là ước lượng tham số của vector c, đồng thời phải tối thiểu hóa được MSE. Có rất nhiều phương pháp khác nhau để đạt được kết quả ước lượng trong thuật toán Trang 23 CHƯƠNG 1 TỔNG QUAN Fisher. Từ mô hình tuyến tính đã được thiết lập sẵn, kỹ thuật Maximum Likelihood là phương pháp đơn giản nhất và rất hiệu quả. Những ẩn số khác nhau tạo ra những hàm likelihood khác nhau, phụ thuộc vào vector quan sát, từ hàm phân bố mật độ xác suất (PDF) những ẩn số có thể được suy ra. Điều đó được công thức hóa như một vấn đề tối ưu hóa, trong đó các hàm tham chiếu là những hàm likelihood. Để tính ước lượng ML, kết quả được tìm thấy bởi sự nghiên cứu trong tất cả các vector tham số là làm tối ưu hóa được hàm log-likelihood. Kết quả của phép ước lượng đó được cho như sau: 1.6. Kết luận chương Trong chương này đã trình bày tổng quan về truyền dẫn không dây. Thách thức của thông tin di động hiện nay đó là kênh truyền chọn lọc thời gian, tần số và sử dụng OFDM để đạt được hiệu quả phổ cao và chống lại fading đa đường. Sự giới thiệu của BEM đáp ứng như một sự thiết lập của vấn đề ước lượng kênh truyền biến đổi thời gian. Những khái niệm cơ bản của ước lượng cũng được giới thiệu. Đồng thời chương này đã giới thiệu thuật toán được sử dụng để ước lượng kênh truyền đó là thuật toán Fisher. Trang 24 CHƯƠNG 2 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG THÔNG TIN ĐA CHẶNG ONE WAY RELAY CHƯƠNG 2 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG THÔNG TIN ĐA CHẶNG ONE WAY RELAY 2.1. Giới thiệu chương Chương này trình bày về các nội dung: - Tổng quan về hệ thống thông tin đa chặng và relay Mô hình hệ thống Ước lượng kênh truyền trong hệ thống thông tin đa chặng One-way relay 2.2. Thông tin đa chặng 2.2.1. Tổng quan về thông tin đa chặng Hình 2.1: Mô hình hệ thống thông tin đa chặng Có một số cách tiếp cận để thực hiện phân tập trong việc truyền dẫn không dây nhiều anten có thể được sử dụng để phân tập theo không gian hoặc tần số. Nhưng nhiều anten không phải lúc nào cũng có sẵn, hoặc đích ở quá xa để có thể đạt được chất lượng tín hiệu tốt. Để có sự phân tập, cách tiếp cận thích hợp là sử Trang 25 CHƯƠNG 2 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG THÔNG TIN ĐA CHẶNG ONE WAY RELAY dụng thêm trạm chuyển tiếp gọi là relay. Mô hình của hệ thống được minh họa như hình vẽ trên. Khi đó thông tin đi từ trạm gốc đến thuê bao thay vì chỉ đi một chặng giờ đây phải đi qua nhiều chặng. Chẳng hạn nếu giữa trạm gốc và thuê bao là một relay thì thông tin phải đi qua hai chặng: chặng một giữa trạm gốc và relay, chặng hai giữa relay và thuê bao. Thông tin được truyền như vậy được gọi là thông tin đa chặng. 2.2.2. Mục đích sử dụng relay Việc dùng relay trong mạng LTE có tác dụng làm tăng chất lượng dịch vụ, dung lượng hệ thống cũng như diện tích bao phủ. Đối với mạng tế bào, càng đi ra vùng biên của tế bào thì chất lượng sóng càng thấp, đồng thời tốc độ truy cập của thuê bao giảm xuống đáng kể, việc dùng trạm tiếp sóng relay sẽ cải thiện được tốc độ truy cập đối với các thuê bao ở vùng biên tế bào. Ngoài ra trong môi trường đô thị với nhiều nhà cao tầng, đôi khi trạm BTS không thể giao tiếp trực tiếp với thuê bao di động, tức là đường LOS bị nhà cao tầng che khuất khiến chất lượng sóng thấp. Các trạm chuyển tiếp relay đặt trên các nhà cao tầng có thể khắc phục được hiện tượng này. Dựa trên quá trình xử lý tại relay, có 2 giao thức được đưa ra: - Khuếch đại và chuyển tiếp (AF): Relay thực hiện nhiệm vụ đơn giản là - khuếch đại tín hiệu nhận được, sau đó chuyển tiếp chúng đến đích. Giải mã và chuyển tiếp (DF): Relay cần phải giải mã tín hiệu, tái mã hóa, sau đó chuyển tiếp tín hiệu đó tới đích. Như vậy giao thức DF phức tạp hơn hẳn giao thức AF. Trong khuôn khổ đồ án này, giao thức được sử dụng là AF, tất cả các nodes được đồng bộ và kênh truyền giữa các nodes là kênh Rayleigh fading. Trang 26 CHƯƠNG 2 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG THÔNG TIN ĐA CHẶNG ONE WAY RELAY 2.3. Ước lượng kênh truyền trong hệ thống thông tin đa chặng one-way relay 2.3.1. Hệ thống One-way relay One-way relay là mô hình thông tin đa chặng được đề xuất đầu tiên. Trong đó relay giữ nhiệm vụ chính là khuếch đại tín hiệu và chuyển tiếp tín hiệu. Relay nhận tín hiệu từ trạm gốc, khuếch đại tín hiệu rồi chuyển tiếp đến thuê bao hoặc nhận tín hiệu từ thuê bao, khuếch đại và chuyển tiếp nên One-way relay chỉ yêu cầu xử lý trong lớp vật lý. Hình 2.2: Mô hình One-way relay Hình 2.2 là mô hình đơn giản gồm một trạm phát giao tiếp với một thuê bao di động sử dụng one-way relay. Để trao đổi thông tin giữa trạm gốc và thuê bao, một khe tần số được cấp phát. Giả sử khe thời gian đầu tiên, thông tin được truyền từ trạm gốc đến relay (TS1). Relay nhận thông tin, khuếch đại và chuyển tiếp đến thuê bao trong khe thời gian thứ 2 (TS2). Trong khe thời gian thứ 3, thuê bao gửi thông tin đến relay (TS3). Relay thu nhận thông tin, khuếch đại và chuyển tiếp đến trạm gốc trong khe thời gian thứ 4 (TS4). Như vậy để giao tiếp giữa trạm gốc với thuê bao sử dụng một relay, ta phải tốn 1 khe tần số và 4 khe thời gian tổng cộng. Ngoài ra thông tin đến và đi từ một relay chỉ tới một đích duy nhất tại một thời điểm, do đó nó được gọi là one-way relay. Trang 27 CHƯƠNG 2 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG THÔNG TIN ĐA CHẶNG ONE WAY RELAY 2.3.2. Ưu và nhược điểm của One-way relay Ưu điểm: đơn giản vì chỉ yêu cầu xử lý khuếch đại và chuyển tiếp trong lớp vật lý. Do đó, one-way relay có kích thước nhỏ, giá thành thấp hơn nhiều so với một trạm BTS đồng thời có thể sử dụng điện thoại di động làm một relay trong khi chất lượng đường truyền được đảm bảo. Nhược điểm: hiệu quả sử dụng khe thời gian thấp do sử dụng thêm các khe thời gian để chuyển tiếp. Nếu sử dụng một relay cần 4 khe thời gian để giao tiếp. Ước lượng kênh truyền cũng sẽ phức tạp hơn khi thuê bao hoặc relay di chuyển so với nguồn. 2.3.3. Ước lượng kênh truyền trong hệ thống thông tin đa chặng One-way relay Trong hệ thống thông tin đa chặng (multi-hop), ước lượng kênh truyền có thể được biểu diễn bởi 2 quá trình riêng biệt: - Từ nguồn tới relay (SR). Từ relay tới đích (RD). Tuy nhiên phân chia như vậy có thể gây ra bất lợi trong truyền dẫn AF. Ví dụ tại relay phải lượng tử hóa thông tin trạng thái kênh truyền (CSI) đã được ước lượng trong chặng thứ nhất, sau đó chuyển tiếp nó đến đích. Điều này không chỉ gây giảm hiệu quả sử dụng băng thông, mà còn gây méo CSI và tăng độ trễ. Để tránh những bất lợi nêu trên, thuật toán ước lượng kênh truyền nối tầng được đề xuất, trong đó kênh truyền fading từ nguồn qua relay tới đích được gọi là kênh truyền đa chặng và việc ước lượng kênh chỉ cần thực hiện tại đích. Chương này sẽ giải quyết vấn đề về ước lượng kênh chọn lọc kép bằng kỹ thuật Maximum Likelihood (ML). Đặc biệt để làm giảm số lượng ẩn số cần phải ước lượng, mô hình khai triển cơ bản (BEM) được áp dụng trong đồ án này. 2.3.3.1. Mô hình hệ thống Trang 28 CHƯƠNG 2 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG THÔNG TIN ĐA CHẶNG ONE WAY RELAY Hình 2.3: Mô hình truyền dẫn multi-hop Xét một hệ thống trong đó nguồn có 1 anten phát, đích có 1 anten thu. Để tổng quát, xét hệ thống có R relays, nguồn và relays được giả thiết là cố định. Nguồn sử dụng khối truyền dẫn OFDM với tín hiệu được điều chế M-QAM. Trong 1 khối ký tự OFDM có P ký tự pilots được sử dụng để ước lượng kênh và D ký tự là ký tự dữ liệu. Sau khi biến đổi IFFT và chèn tiền tố CP, tín hiệu phát dải nền tại ký tự OFDM thứ m, trong thời gian thứ n được biểu diễn như sau: n ∈ {-N g ,...,0,...N − 1} N g X k ,m trong đó , đại diện cho chiều dài tiền tố CP, là sóng mang con dữ liệu điều chế thứ k trong ký tự OFDM thứ m. Trong khoảng thời gian pilot của một khung truyền, tại nguồn gửi đi P ký tự pilots OFDM có chỉ số là { m1...mP }. Tín hiệu sau đó được gửi đến multi-relays, trong đó kênh truyền giữa nguồn và relay là kênh truyền chọn lọc thời gian và tần số. Trong giao thức truyền AF, tín hiệu nhận tại relay được khuếch đại với một hệ α n ,m p số biến đổi thời gian . Qua kênh truyền chọn lọc thời gian, tần số có chiều dài L giữa nguồn và relay, sau khi lượt bỏ CP, tín hiệu được phát đi từ nguồn trong mẫu Trang 29 CHƯƠNG 2 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG THÔNG TIN ĐA CHẶNG ONE WAY RELAY α n ,m p thời gian thứ n trong ký tự OFDM thứ m được khuếch đại với hệ số Rr tại relay . Cụ thể hơn, tín hiệu được phát đi từ relay có thể được viết lại: trong đó là nhiễu trắng cộng AWGN có phương sai và trung bình , đại diện cho đáp ứng xung kênh truyền chọn lọc thời gian và tần số giữa nguồn và relay, trong đó bao gồm cả ảnh hưởng của suy hao đường truyền. Tín hiệu nhận tại đích tại ký tự OFDM thứ m, mẫu thời gian thứ n là tổng chồng chập của tín hiệu đến từ tất cả relay. Cụ thể, tín hiệu nhận tại đích là: Công thức (2.3) chỉ ra rằng tín hiệu nhận tại đích bao gồm thành phần tín hiệu hữu ích bị ảnh hưởng bởi kênh truyền chọn lọc kép nối tầng và nhiễu AWGN. Hệ số fading từ nguồn đến đích có thể được viết lại như sau: Để giảm số lượng ẩn số cần phải ước lượng, BEM có thể được dùng để xấp γ l('',r n) ,m p xỉ như sau: Như vậy, tín hiệu nhận được tại đích được biểu diễn lại như sau Xếp chồng N mẫu nhận được là: Thu gọn công thức (2.7) ta có: Dạng vector của tất cả tín hiệu pilot nhận được biểu diễn như sau: cˆ Hệ số được ước lượng bằng kỹ thuật ước lượng ML như sau Trang 30 CHƯƠNG 2 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG THÔNG TIN ĐA CHẶNG ONE WAY RELAY Hệ số fading có thể được khôi phục tại đích : 2.3.3.2. Khôi phục dữ liệu Hệ số khuếch đại biến đổi thời gian được sử dụng trong suốt quá trình truyền pilot của một khung truyền. Tuy nhiên để đơn giản hơn trong quá trình khôi phục dữ liệu tại đích, hệ số khuếch đại được sử dụng trong thời gian truyền dữ liệu của một khung truyền là bất biến thời gian α (r ) . Quá trình truyền pilot cũng như quá trình truyền dữ liệu, dùng các pilot thu được ước lượng kênh truyền sau đó khôi phục dữ liệu tại đầu thu. Tín hiệu nhận được trong miền tần số sau biến đổi DFT là trong đó: • là đáp ứng tần số kênh truyền (CFR). • là thành phần can nhiễu liên sóng mang. • đại diện cho thành phần nhiễu trong miền tần số. Sử dụng kỹ thuật ML để ước lượng, ta có tín hiệu ước lượng là: Với 2.4. χM đại diện cho tất cả ký tự điều chế M-QAM được phát đi. Kết luận chương Trong chương này đã trình bày các vấn đề về ước lượng kênh truyền chọn lọc thời gian và tần số trong hệ thống thông tin đa chặng one-way relay. Để tránh méo tín hiệu, tăng hiệu quả sử dụng băng thông, kênh truyền nối tầng được đề xuất, và việc ước lượng kênh chỉ cần được thực thi tại đích bởi kỹ thuật Maximum Likelihood. Trang 31 CHƯƠNG 2 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG THÔNG TIN ĐA CHẶNG ONE WAY RELAY Trang 32 CHƯƠNG 3 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM TWO WAY RELAY CHƯƠNG 3 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM TWO WAY RELAY 3.1. Giới thiệu chương Chương này trình bày các nội dung sau 3.2. Giới thiệu tổng quan về hệ thống thông tin đa chặng two way relay Giới thiệu tổng quan về hệ thống MIMO-OFDM Các kỹ thuật phân tập trong hệ thống MIMO-OFDM Mô hình toán học hệ thống MIMO-OFDM Two way relay Ước lượng kênh truyền MIMO-OFDM Two way relay Khôi phục dữ liệu Tổng quan về hệ thống thông tin đa chặng two way relay Mô hình one-way relay có những ưu điểm nhất định như đơn giản, kích thước nhỏ, giá thành thấp hơn so với tram BTS, đồng thời có thể sử dụng chính điện thoại di động làm một one-way relay trong khi chất lường đường truyền được đảm bảo. Tuy nhiên, hệ thống one-way relay có những nhược điểm không thể tránh khỏi. Đó là hiệu quả sử dụng khe thời gian thấp. Chính vì thế thế hệ relay thứ hai twoway relay được đề xuất để khắc phục nhược điểm này. Hình 3.1: Mô hình hệ thống two-way relay Khác với one-way relay, trong two-way relay thông tin đến relay từ trạm gốc và thuê bao tại cùng một thời điểm và thông tin được chuyển tiếp từ relay đến trạm Trang 33 CHƯƠNG 3 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM TWO WAY RELAY gốc và thuê bao cũng cùng một thời điểm, do đó nó có tên là two-way relay. Mô hình hệ thống two-way relay được biểu diễn như hình (3.1). Ta xét mô hình hệ thống thông tin giữa trạm gốc với một thuê bao di động, sử dụng một relay như hình (3.1). Trạm gốc, relay và thuê bao di động được xem như các nodes. Nhiệm vụ chính của relay trong hệ thống two-way relay tương tự như trong hệ thống one-way relay đó là tiếp nhận, trộn các bản tin nó nhận từ trạm gốc và các thuê bao trong khe thời gian thứ nhất, xử lý rồi gửi lại đồng thời cho trạm gốc và thuê bao trong khe thời gian thứ hai. Cách thức thực hiện này của relay được gọi là Network coding. Tương tự trong hệ thống one-way relay, dựa trên quá trình xử lý tại relay, có 2 giao thức được đưa ra: Khuếch đại và chuyển tiếp (AF), giải mã và chuyển tiếp (DF). 3.3. Tổng quan về hệ thống MIMO-OFDM Các hệ thống thông tin không dây luôn được nghiên cứu nhằm cải thiện chất lượng dung lượng cũng như khả năng chống hiện tượng đa đường. Cải thiện chất lượng dịch vụ bằng cách tăng công suất, dung lượng hệ thống có thể tăng khi tăng băng thông. Tuy nhiên công suất cũng chỉ có thể tăng tới một mức nhất định nào đó vì công suất phát càng tăng thì hệ thống càng gây nhiễu cho các hệ thống thông tin xung quanh, băng thông hệ thống cũng không thể tăng mãi được vì việc phân bố băng thông đã được chuẩn hoá sẵn. Và chính vì thế đã có rất nhiều nghiên cứu để tìm ra các kỹ thuật nhằm giúp cải thiện chất lượng thông tin. Hệ thống MIMO (Multiple Input Multiple Output) gọi là tuyến thông tin điểm - điểm với đa anten tại phía phát và phía thu. Từ những năm đầu nghiên cứu cho đến gần đây đã cho thấy hệ thống MIMO có thể tăng đáng kể tốc độ truyền dữ liệu, giảm BER, tăng vùng bao phủ hệ thống vô tuyến mà không cần tăng công suất hay băng thông hệ thống nhờ hiện tượng phản xạ đa đường mà tạo ra nhiều kênh ảo riêng lẻ giúp tăng dung lượng kênh truyền. Chi phí phải trả để tăng tốc độ truyền dữ liệu cũng tăng, độ phức tạp của hệ thống xử lý tín hiệu nhiều chiều cũng tăng lên. Trang 34 CHƯƠNG 3 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM TWO WAY RELAY Hệ thống MIMO có thể tăng dung lượng kênh truyền và sử dụng băng thông rất hiệu quả nhờ ghép kênh không gian (V - BLAST), cải thiện chất lượng của hệ thống đáng kể nhờ vào kỹ thuật phân tập phía phát (STBC), phía thu (STTC) mà không cần tăng công suất phát hay tăng băng thông của hệ thống. Và kỹ thuật OFDM là một kỹ thuật truyền dẫn tốc độ cao với cấu trúc đơn giản nhưng có thể chống fading chọn lọc tần số bằng cách chia luồng dữ liệu tốc độ cao thành N luồng dữ liệu tốc độ thấp truyền qua N kênh truyền con sử dụng tập tần số trực giao. Kênh truyền chịu fading chọn lọc tần số được chia thành N kênh truyền con có băng thông nhỏ hơn, khi đủ lớn các kênh truyền con chịu fading phẳng. OFDM còn loại bỏ được nhiễu liên ký tự ISI khi sử dụng khoảng bảo vệ đủ lớn, và nhiễu liên sóng mang ICI. Ngoài ra việc sử dụng kỹ thuật OFDM còn giảm độ phức tạp của bộ Equalizer đáng kể bằng cách cho phép cân bằng tín hiệu trong miền tần số. Từ những ưu điểm nổi bật của thống MIMO và kỹ thuật OFDM nên việc kết hợp hệ đã được nghiên cứu và ứng dụng cho hệ thống thông tin không dây băng rộng. 3.4. Các kỹ thuật phân tập trong hệ thống MIMO-OFDM 3.4.1. Phân tập không gian Phân tập không gian còn gọi là phân tập anten. Phân tập không gian được sử dụng phổ biến trong truyền thông tin không dây. Phân tập không gian sử dụng nhiều anten hoặc nhiều chuỗi array được xếp trong không gian tại phía phát hoặc phía thu. Các anten được phân chia ở những khoảng cách đủ lớn sao cho tín hiệu không bị nhiễu với nhau. Yêu cầu về khoảng cách giữa các anten tuỳ thuộc vào độ cao của anten, môi trường lan truyền và tần số làm việc. Khoảng cách điển hình khoảng vài bước sóng là đủ để các tín hiệu không bị tương quan với nhau. Trong phân tập không gian các phiên bản của tín hiệu phát được truyền đến nơi thu tạo nên sự dư thừa trong miền không gian. Phân tập không gian làm giảm hiệu suất băng rộng, điều này rất quan trọng trong truyền thông không dây tốc độ cao. Có thể chia ra phân tập không gian thành 3 loại: Phân tập anten phát, phân tập anten thu, phân tập anten phát và thu. Trong phân tập anten thu, nhiều anten Trang 35 CHƯƠNG 3 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM TWO WAY RELAY được sử dụng ở nhiều nơi thu để nhận các phiên bản của tín hiệu phát một cách độc lập. Các phiên bản của tín hiệu phát được kết hợp một cách hoàn hảo để tăng SNR của tín hiệu thu và làm giảm bớt fading đa đường. Trong hệ thống thực tế, để đạt được BER của hệ thống theo yêu cầu, ta kết hợp hai hay nhiều hệ thống phân tập thông thường để cung cấp sự phân tập nhiều chiều. 3.4.2. Phân tập tần số Phân tập tần số nghĩa là sử dụng nhiều thành phần tần số khác nhau để phát cùng một thông tin. Các tần số cần được phân chia để đảm bảo không bị nhiễu và bị ảnh hưởng fading một cách độc lập, không bị tương quan nhau. Trong truyền thông di động, các phiên bản của tín hiệu phát thường được cung cấp cho nơi thu ở dạng dư thừa trong miền tần số còn được gọi là trải phổ. Kỹ thuật trải phổ rất hiệu quả khi băng thông nhất quán của kênh truyền nhỏ. Tuy nhiên khi băng thông nhất quán của kênh truyền lớn hơn băng thông trải phổ, trải trễ đa đường sẽ nhỏ hơn chu kỳ của tín hiệu. Phân tập tần số gây ra sự tổn hao hiệu suất băng thông tuỳ thuộc vào sự dư thừa thông tin trong cùng băng tần số. 3.4.3. Phân tập thời gian Phân tập thời gian có thể thu được tín hiệu qua mã hoá và xen kênh. Ta xem 2 trường hợp sau: Truyền ký tự liên tiếp và dùng xen kênh khi độ lợi kênh truyền rất nhỏ. Phân tập thời gian có thể đạt được bằng cách truyền dữ liệu giống nhau qua những khe thời gian khác nhau, tại nơi thu tín hiệu fading không tương quan với nhau. Khoảng cách thời gian yêu cầu ít nhất bằng thời gian nhất quán của kênh truyền hoặc nghịch đảo của tốc độ fading . Mã điều khiển lỗi thường sử dụng trong hệ thống truyền thông để cung cấp độ lợi mã so với hệ thống không mã hoá. Trong truyền thông di động, mã điều khiển lỗi kết hợp với xen kênh để đạt được sự phân tập thời gian, các phiên bản của tín hiệu phát đến nơi thu dưới dạng dư thừa trong Trang 36 CHƯƠNG 3 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM TWO WAY RELAY miền thời gian. Khoảng thời gian lặp lại các phiên bản của tín hiệu phát được qui định bởi thời gian xen kênh để thu được fading độc lập ở ngõ vào bộ giải mã. Vì tốn thời gian cho bộ xen kênh dẫn đến trì hoản việc giải mã, kỹ thuật này thường hiệu quả trong môi trường fading nhanh, ở đó thời gian nhất quán của kênh truyền nhỏ. 3.5. Mô hình toán học hệ thống OFDM Two way relay Trước hết ta giả sử rằng: - Trạm gốc, relay, thuê bao được ký hiệu theo thứ tự là S, R, D. Tại S có anten, tại R có relays, tại D có anten. Không có đường truyền thẳng giữa trạm gốc và thuê bao. Kênh truyền giữa các nodes là kênh truyền biến đổi nhanh, chọn lọc tần số, - có phân bố Rayleigh. Các tham số hệ thống và ký tự pilots gửi đi từ trạm gốc và thuê bao là như - nhau. Giao thức được sử dụng tại relay là khuếch đại và chuyển tiếp (AF). Hệ số khuếch đại tại relay là biến đổi thời gian thời gian . Trạm gốc cần chuyển bản tin đến thuê bao, ta gọi đó là . Cùng lúc đó, thuê bao cần gửi bản tin đến trạm gốc, ta gọi là . Quá trình trao đổi thông tin được thực hiện trong 2 khe thời gian với sự trợ giúp của relay. Các đáp ứng xung kênh truyền giữa các node trong các khe thời gian được ký hiệu như hình (3.2). Trang 37 CHƯƠNG 3 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM TWO WAY RELAY Hình 3.2: Mô hình xử lý two way relay Sau khi biến đổi IFFT và chèn tiền tố CP, tín hiệu phát dải nền tại ký tự OFDM thứ m, trong thời gian thứ n của mỗi node S, D trong khe thời gian thứ nhất được biểu diễn như sau: n ∈ {-N g ,...,0,...N − 1} N g X k ,m trong đó , đại diện cho chiều dài tiền tố CP, là sóng mang con dữ liệu điều chế thứ k trong ký tự OFDM thứ m. Theo giả thiết ban đầu, tín hiệu pilot phát đi từ S đến R và từ D đến R là giống nhau và phát đồng thời. Qua kênh truyền chọn lọc kép giữa các node, tín hiệu nhận được tại relay sau khi lược bỏ CP trong mẫu thời gian thứ n trong ký tự OFDM thứ m được viết lại như sau: - Tín hiệu đến từ S - Tín hiệu đến từ D Trang 38 CHƯƠNG 3 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM TWO WAY RELAY trong đó là nhiễu trắng cộng AWGN có phương sai và trung bình , , đại diện cho đáp ứng xung kênh truyền lựa chọn thời gian và tần số giữa S-R và D-R, trong đó bao gồm cả ảnh hưởng của suy hao đường truyền. Tại relays, tín hiệu được khuếch đại với hệ số , sau đó được truyền tiếp đến các nodes. Như vậy tín hiệu phát đi tại relays là: trong đó là nhiễu AWGN tổng cộng tại Relay, chạy theo a, b. Theo giả thiết ban đầu, giao thức được sử dụng là AF, do đó trong khe thời gian thứ 2, tín hiệu được phát từ R đến S và D thông qua kênh truyền chọn lọc kép. S và D đóng vai trò tương đương, do đó ta chỉ cần xét tín hiệu nhận được tại D và thực hiện việc ước lượng tại D. Quá trình diễn ra tương tự tại S. Tín hiệu nhận được tại 1 anten D được biểu diễn như sau: Thay (3.4) vào (3.5) ta có: trong đó là nhiễu AWGN tại node D. Đặtvà , và Từ (3.6) ta có Để giảm bớt số lượng thông số cần ước lượng, ta dùng mô hình BEM để biểu diễn và như sau: với với trong đó đại diện cho chiều dài ký tự OFDM sau khi chèn CP, ; và M là tổng số ký tự OFDM (data và pilot) trong 1 burst. Tốc độ user được giả thiết là không đổi Trang 39 CHƯƠNG 3 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM TWO WAY RELAY trong 1 burst của ký tự OFDM. và theo thứ tự đại diện cho giá trị hàm khai triển cơ bản thứ q và hệ số BEMs. Với sự xấp xỉ kênh truyền bằng các hàm khai triển cơ bản BEM, tín hiệu nhận tại đích có thể được viết như sau: trong đó và Trong 1 burst M ký tự OFDM, có P ký tự pilots OFDM và D ký tự data. Để giảm số hướng biểu diễn không gian tín hiệu, chọn Q M N. Và đã được biết tại cả đầu thu và đầu phát, do đó tại đầu thu chỉ cần ước lượng hệ số của BEM . Xét những ký tự pilot OFDM . Dạng vector của tất cả tín hiệu pilot nhận được biểu diễn như sau: trong đó: là tín hiệu thu của tất cả pilots. , là tín hiệu phát tại S và D , ,, , . Hệ số cˆ được ước lượng bằng kỹ thuật ước lượng ML như sau: cˆ với arg max ln p( y D | c) = , Lấy vi phân hàm p(y|c)để tính như sau: ∂ ln p( y | c) ∂c H c =cˆ = 0 Trang 40 CHƯƠNG 3 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM TWO WAY RELAY −2( y − Scˆ) H S H = 0 ( S S) H Vậy = −1 SH y (3.11) Tại S (hoặc D), ta thực hiện khôi phục hệ số fading: 3.6. Khôi phục dữ liệu Tín hiệu nhận tại đích tại anten trong miền thời gian tại mẫu thời gian thứ n đối với ký tự dữ liệu { m1...mD } là: Tương tự như trong quá trình truyền-nhận pilot, dữ liệu đến đầu thu có thể được viết lại như sau: trong đó , , , được định nghĩa như trong (3.6). Tín hiệu nhận được trong miền thời gian sau biến đổi FFT là: trong đó: • Đáp ứng tần số kênh truyền (CFR) • Thành phần nhiễu liên sóng mang ICI : • Thành phần nhiễu trong miền tần số được tính như sau: Sử dụng kỹ thuật ML để ước lượng, ta có tín hiệu ước lượng là: Trang 41 CHƯƠNG 3 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM TWO WAY RELAY với 3.7. χM đại diện cho tất cả ký tự điều chế M-QAM được phát đi. Kết luận chương Trong chương này đã giới thiệu về mô hình hệ thống thông tin đa chặng two way relay kết hợp với MIMO-OFDM giải quyết được việc ước lượng kênh truyền chọn lọc thời gian, tần số trong hệ thống này. Bằng thuật toán Fisher kết hợp với sử dụng các mô hình khai triển cơ bản, đáp ứng kênh truyền được ước lượng, từ đó ta có thể khôi phục dữ liệu cần thiết tại đầu thu. Trang 42 CHƯƠNG 3 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM TWO WAY RELAY Trang 43 CHƯƠNG 4 MÔ PHỎNG CHƯƠNG 4 4.1. MÔ PHỎNG Giới thiệu chương Chương này trình bày các vấn đề sau đây: - Lưu đồ thuật toán Kết quả mô phỏng bằng phần mềm Matlab Nhận xét và đánh giá kết quả Bắt đầu Thiết lập thông số LTE, OFDM, BEM, vị trí pilot, data, khởi tạo MSE CIR, COE,N trial. Tính sig_power, tạo pilot index:=1 . Tính MSE trung bình của CIR và C index ++ BEM_ML_ma, Trials :=1 . Tính BER trung bình của hệ thống. Đ index>length(SNR) S Vẽ đồ thị BER, MSE của CIR và Coe the Tính No, ma trận phát pilot S BEM_ML_ma, Trials :=1 Kết thúc Đ Trial > N_trial S Tạo dữ liệu phát bin_seq từ nguồn S. Điều chế số.Khảo sát hệ thống One- way relay 4.2. Tạo kênh truyền chọn lọc thời gian, tần số dùng mô hình Zheng, vecto hệ số đáp ứng kênh truyền qua 2 chặn. 4.2.1. Lưu đồ thuật toáncủa hệ thống One –way relay Tính tín hiệu nhận được tại máy thu ( Pilot + Data). Ước lượng hệ số BEM, đáp ứng kênh truyền bằng ML_estimator. Tính đáp ứng tần số các BEM tương ứng, data_sym:=1. Đ Tính MSE của CIR và Coe tổng các trial data_sym>N_data_sym S Tính số bit lỗi tất cả trial với mỗi BEM. Trial ++ Trang 44 data_sym ++ CHƯƠNG 4 MÔ PHỎNG 4.2.2. Kết quả mô phỏng và nhận xét 4.2.2.1. Khảo sát MSE_CIR của các BEM Trang 45 CHƯƠNG 4 10 MÔ PHỎNG MSE with ML detection and different BEM-CIR-COE 1 MSE CE CIR ML MSE GCE CIR ML MSE P CIR ML 10 -1 MSE 10 0 10 10 -2 -3 Trials =300, 3pilots/21symbols [1 10 21], BPSK, G coe=4, N bases=3. 10 -4 0 5 10 15 20 25 SNR of overall relay channel 30 35 40 Hình 4.1: Đồ thị MSE_CIR của các BEM theo SNR Dựa vào hình (4.1) dễ dàng thấy rằng việc sử dụng GCE-BEM và P-BEM tốt hơn so với CE-BEM, chất lượng của việc ước lượng CIR tùy thuộc vào việc chèn số pilot vàvị trí pilot (sẽ được khảo sát bên dưới). Hệ số G của GCE-BEM chia nhỏ khoảng tần số hơn so với CE-BEM dẫn đến việc ước lượng tốt hơn trong kênh truyền chọn lọc tần số. 4.2.2.2. Khảo sát BER của các BEM Trang 46 CHƯƠNG 4 10 10 BER with ML detection and different levels of CSI 0 -1 -2 BER 10 MÔ PHỎNG 10 10 10 -3 TI Perfect CE Perfect GCE Perfect P ML CE ML GCE ML P Perfect CSI -4 Trials =300, 3pilots/21symbols [1 10 21], BPSK, G coe=4, N bases=3 -5 0 5 10 15 20 25 SNR of overall relay channel 30 35 40 Hình 4.2: Đồ thị BER của các BEM theo SNR Dựa vào hình (4.2) dễ dàng thấy việc sử dụng kĩ thuật ML để ước lượng kênh truyền (ML BEM) là tương đối tốt so với kênh truyền từ hệ số BEM hoàn hảo (Perfect BEM) được tạo ra từ mô hình.Khi so sánh BER giữa hệ thống kênh truyền được ước lượng và kênh truyền được tạo ra từ mô hình Zheng (Perfect CSI) ta thấy gần như xấp xỉ nhau. Khi so sánh ML-CE và Perfect CE ta thấy việc ước lượng này là chưa tốt lí do là pilot chèn vào chưa tối ưu đối với kênh truyền được tạo ra. 4.2.2.3. Khảo sát BER của các BEM với tốc độ khác nhau Trang 47 CHƯƠNG 4 MÔ PHỎNG BER with ML detection and different levels of CSI 0 10 Perfect CE Perfect GCE Perfect P ML CE ML GCE ML P Perfect CSI -1 10 -2 BER 10 -3 10 -4 10 -5 10 10 20 30 40 50 60 70 80 Mobile Speed of overall relay channel 90 100 Hình 4.3: Đồ thị BER của các BEM với tốc độ khác nhau Hình (4.3) mô phỏng tại SNR=40, việc thay đổi tốc độ ảnh hưởng đến kênh truyền thay đổi nhanh ( Fast Fading) dẫn đến đáp ứng kênh truyền biến đổi nhanh. Điều này ảnh hưởng lớn đến việc ước lượng kênh truyền, tốc độ càng cao BER càng xấu. Hình vẽ trên cũng cho thấy việc ước lượng kênh truyền so với các BEM xấp xỉ đáp ứng kênh truyển được tạo ra cho kết quả tốt. 4.2.2.4. Khảo sát BER của các BEM với số hàm Q khác nhau Trang 48 CHƯƠNG 4 10 10 BER with ML detection and different levels of CSI 0 -1 Q=1 ML CE Q=3 ML CE Q=5 ML CE Q=7 ML CE Q=1 ML GCE Q=3 ML GCE Q=5 ML GCE Q=7 ML GCE Q=1 ML P Q=3 ML P Q=5 ML P Q=7 ML P Perfect CSI -2 BER 10 MÔ PHỎNG 10 10 10 -3 -4 -5 0 5 10 15 20 25 SNR of overall relay channel 30 35 40 Hình 4.4: Đồ thị BER của các BEM với số hàm Q khác nhau Hình (4.4) khảo sát số hàm Q sử dụng để ước lượng, số lượng hàm Q sử dụng tùy thuộc vào số kí tự truyền đi và nhận tại đầu thu, số pilot chèn vào để ước lượng kênh truyền. Việc tối ưu hóa số lượng hàm Q sử dụng sao cho số biến cần được ước lượng là ít nhất và việc ước lượng là tốt nhất. Theo hình (4.4) ta thấy đối với hệ thống sử dụng Q=3 cho kết quả tốt nhất xấp xỉ với kênh truyền tạo ra (Perfect CSI). Khi tăng số lượng hàm Q với số mẫu thu được cố định thì không đủ để ước lượng hệ số C- BEM cho toàn bộ kênh truyền, khi giảm số hàm Q thì hệ số C ước lượng sẽ ít không đủ để ước lượng kênh truyền biến đổi nhanh. 4.2.2.5. Khảo sát BER của P BEM với điều chế số khác nhau Trang 49 CHƯƠNG 4 MÔ PHỎNG BER with different QAM 0 10 -1 BER 10 BPSK QPSK 16-QAM 64-QAM -2 10 -3 10 -4 10 0 5 10 15 20 25 SNR of overall relay channel 30 35 40 Hình 4.5: Đồ thị BER của P- BEM với điều chế số khác nhau Dựa vào hình (4.5) khảo sát MLP-BEM với các mức điều chế số khác nhau. Khi tăng số mức điều chế thì tốc độ truyền dữ liệu tăng nhưng khả năng chịu lỗi kém. Đối với hệ thống không mã hóa kênh truyền thì BPSK sẽ cho tốc độ bit truyền chậm nhưng đảm bảo được BER tại đầu thu tốt. Vì vậy việc khảo sát trong đồ án này điều điều chế số sử dụng BPSK để so sánh các kết quả với nhau được thuận tiện. 4.3. Khảo sát hệ thống Two-way relay 4.3.1. Lưu đồ thuật toán của hệ thống Two –way relay Trang 50 CHƯƠNG 4 4.3.1.1. MÔ PHỎNG Khảo sát hệ thống 1 anten phát, 1 anten thu và 1 relay Bắt đầu Thiết lập thông số LTE, OFDM, BEM, vị trí pilot, data, khởi tạo MSE CIR, COE,N trial cho 2 kênh truyền SRD và DRD. Tính sig_power, tạo pilot index:=1 . Tính MSE trung bình của CIR SRD và Coe (SRD +DRD). . Tính BER trung bình của hệ thống. index>length(SNR) Đ index ++ S Tính No, ma trận phát pilot S1,S2 Vẽ đồ thị BER, MSE của CIR SRD và Coe (SRD+DRD) theo SNR. BEM_ML_ma của 2 kênh SRD và DRD, Trials :=1 Kết thúc Trial > N_trial Đ S phát bin_seq từ nguồn S1, S2 ( S1 ->S, S2->D). dữ liệu 2 nguồn phát S1 (S) và S2(D). uyền chọn lọc thời gian, tần số dùng mô hình Zheng, vectơ hệ số đáp ứng kênh truyền qua 2 chặn của 2 kênh truyền SRD và DRD. u nhận được tại máy thu (D) ( Pilot + Data) từ 2 nguồn S1, S2. hệ số BEM, đáp ứng kênh truyền SRD và DRD bằng ML_estimator. ng tần số các BEM tương ứng, data_sym:=1. Đ Tính MSE CIR kênh SRD, Coe SRD và DRD tổng các trial data_sym>N_data_sym S . Tính dữ liệu thu được tại S2 sau khi trừ tín hiệu phát tại S2 theo miền tần số. . Tính số bit lỗi tất cả trial với mỗi BEM. Trial ++ data_sym ++ 4.3.1.1.1. Khảo sát MSE của các BEM_Coe với SNR khác nhau Trang 51 CHƯƠNG 4 10 10 MSE 10 10 10 10 MÔ PHỎNG MSE with ML detection and COE SRD-DRD 1 0 -1 -2 Trials =300, 3pilots/21symbols [1 10 21], BPSK, G coe=4, N bases=3,Vkph=50 -3 -4 MSE CE coe ML MSE GCE coe ML 10 MSE P coe ML -5 0 5 10 15 20 25 SNR of overall relay channel 30 35 40 Hình 4.6: Đồ thị MSE của các BEM_Coe với SNR khác nhau Hình (4.6) biểu diễn ước lượng hệ số BEM, từ đó ước lượng đáp ứng kênh truyền. Với hệ thống two-way relay việc ước lượng hệ số qua 2 kênh truyền SRD (từ S1 đến Relay và đến S2) và kênh truyền DRD (từ S2 đến Relay quay về S2). MSE Coe hình (4.6) biểu diễn lỗi bình phương trung bình của cả 2 kênh SRD và DRD. Từ đó tách các hệ số thành 2 kênh tương ứng rồi ước lượng 2 đáp ứng kênh truyền tương ứng. Giống như việc ước lượng trong hệ thống one-way relay với vị trí chèn pilot trên thì việc ước lượng của P-BEM cho ước lượng tốt hơn so với GCE-BEM, CEBEM với cùng thông số hệ thống. 4.3.1.1.2. Khảo sát MSE của các BEM_CIR với SNR khác nhau Trang 52 CHƯƠNG 4 10 10 MSE with ML detection and CIR 0 -1 -2 MSE 10 MÔ PHỎNG 10 10 10 -3 MSE MSE MSE MSE -4 TI CIR ML SRD CE CIR ML SRD GCE CIR ML SRD P CIR ML SRD Trials =300, 3pilots/21symbols [1 10 21], BPSK, G coe=4, N bases=3,Vkph=50 -5 0 5 10 15 20 25 SNR of overall relay channel 30 35 40 Hình 4.7: Đồ thị MSE của các BEM_CIR với SNR khác nhau Hình (4.7) biểu diễn việc ước lượng đáp ứng kênh truyền SRD của các BEM khác nhau.Với hệ thống two-way relay cần ước lượng đáp ứng kênh truyền qua 2 kênh SRD và DRD. Tuy nhiên do tính chất đối xứng và đồng bộ các hệ số tại 2 đầu phát (S1 và S2) nên đồ án chỉ khảo sát đáp ứng kênh truyền trên chặng SRD. Từ các hệ số PBEM cho kết quả ước lượng tốt hơn nên đáp ứng kênh truyền cũng cho kết quả tốt hơn so với CE-BEM và GCE-BEM. Kênh truyền được tạo ra là kênh truyền biến đổi nhanh theo thời gian nên việc ước lượng TI cho kết quả ước lượng xấu hơn so với việc sử dụng BEM đáp ứng theo sự thay đổi kênh truyền. 4.3.1.1.3. Khảo sát BER của các BEM với SNR khác nhau Trang 53 CHƯƠNG 4 MÔ PHỎNG BER with ML detection and different levels of CSI 0 10 -1 BER 10 TI Perfect CE Perfect GCE Perfect P ML CE ML GCE ML P Perfect CSI -2 10 -3 10 0 5 Trials =300, 3pilots/21symbols [1 10 21], BPSK, G coe=2, N bases=3,Vkph=50 10 15 20 25 SNR of overall relay channel 30 35 40 Hình 4.8: Đồ thị BER của các BEM với SNR khác nhau Hình (4.8) biểu diễn BER tại đầu thu tương ứng với dữ liệu được tạo ra mỗi lần thử, số symbol pilot sử dụng là 3 trên 21 ký tự phát đi, kết quả cho thấy các kết quả ước lượng trên chính xác với BER tại đầu thu. Từ hình (4.8) cho thấy việc chèn pilot [1 10 21] thì ML CE kết quả cho được rất xấu so với Perfect CE, từ đây cho thấy vị trí chèn pilot là rất quan trọng trong việc ước lượng kênh truyền. So sánh với kênh truyền được tạo ra (Perfect CSI) thì kết quả thu được từ MLP-BEM và MLGCE-BEM là rất tốt. 4.3.1.1.4. Khảo sát BER của các BEM với tần số Doppler chuẩn hóa Trang 54 CHƯƠNG 4 10 10 MSE CIR 10 10 10 MÔ PHỎNG MSE with ML detection and CIR 0 MSE MSE MSE MSE -1 -2 TI CIR ML SRD CE CIR ML SRD GCE CIR ML SRD P CIR ML SRD Trials=300, 3pilots/21symbols [1 10 21], BPSK, G=2, Nbases=3,SNR=40 -3 -4 400 km/h 10 -5 1 km/h 5 km/h 10 km/h 50 km/h 100 km/h 200 km/h -6 10 0.0001 0.0006 0.0012 0.0062 0.0123 Normalized Doppler Frequency (FD.Ts ) 0.0247 0.0494 Hình 4.9: Đồ thị MSE của các BEM với tần số Doppler chuẩn hóa Dựa vào hình (4.9) ta thấy việc ảnh hưởng của tốc độ đến kênh truyền trong hệ thống SNR=40dB, khi tốc độ tăng thì tần số Doppler tăng ảnh hưởng đến tín hiệu thu được, kênh truyền Fast Fading không chỉ ảnh hưởng bởi vận tốc mà còn ảnh hưởng bởi tốc độ lấy mẫu, kết hợp 2 điều kiện trên hình 4.9 khảo sát ảnh hưởng của tần số Doppler chuẩn hóa FD.TS, ở đây cho TS cố định theo chuẩn LTE . Ở tốc độ thấp thì kênh truyền biến đổi chậm, kết quả ước lượng tốt đối với cả 4 mô hình trên. Khi tốc độ tăng lên độ chính xác của ước lượng giảm dần. 4.3.1.1.5. Khảo sát BER của P- BEM với tốc độ khác nhau theo SNR Trang 55 CHƯƠNG 4 10 Different User speed km/h 0 -1 1km/h 5km/h 10km/h 50km/h 100km/h 200km/h 400km/h 800km/h BER 10 10 MÔ PHỎNG -2 Ntrials =300, ML-P BEM, pilots/symbols=3/21 [1 10 21]], Nbases =3 10 -3 0 5 10 15 20 25 SNR of overall relay channel 30 35 40 Hình 4.10: Đồ thị BER của P- BEM với tốc độ khác nhau theo SNR Hình (4.10) khảo sát theo P-BEM cho thấy khi tốc độ tăng lên thì BER tại đầu thu sẽ giảm theo. Ở tốc độ thấp thì BER gần như xấp xỉ nhau vì kênh truyền biến đổi gần như giống nhau, khi tốc độ càng tăng thì kênh truyền biến đổi nhanh dẫn đến việc ước lượng trở nên khó khăn, BER tại đầu thu sẽ tăng lên đáng kể. 4.3.1.1.6. Khảo sát BER của BEM với số pilot chèn khác nhau theo SNR Trang 56 CHƯƠNG 4 0 MÔ PHỎNG BER with ML detection and different levels of CSI 10 -1 10 BER Bắt đầu O=9.5%,CE Thiết lập thông số LTE, OFDM, MIMO,vị trí pilot, data, khởi tạo MSE CIR, N trial, khảo sát N_relay cho 2 kênh truyền SRD và DRD. O=9.5%,GCE O=9.5%,P O=14.3%,CE O=14.3%,GCE Đ O=14.3%,P Relay_index>length(N_relay) O=19.1%,CE O=19.1%,GCE S O=19.1%,P -3 10 Tính0 sig_power, . 20 Tính MSE25trung bình SRD với 40 SNR và N_relay khác nhau. 5 tạo pilot 10 tương ứng 15 ,index:=1 30của CIR35 Relay_index++ SNR of overall relay channel -2 10 Hình 4.11: Đồ index>length(SNR) Đ thị BER của P- BEM với tốc độ khác nhau theo SNR Vẽ đồ thị MSE của CIR SRD theo SNR và N_relay khác nhau. S Hình (4.11) khảo sát số lượng chèn pilot vào thông tin truyền đi tương ứng Tính No, ma trận phát pilot S1,S2 số ++ pilot lần lượt là 2,3,4 pilot trên 21 ký tự truyền index BEM_ML_ma của 2 kênh SRD và DRD, Trials :=1 thúc đi. Số lượngKết pilot càng nhiều thì đầu thu càng có nhiều ký tự pilot để thực hiện việc ước lượng kênh truyền. Tuy nhiên khi số pilot tăng thì ảnh hưởng đến hiệu suất truyền dữ liệu, vì vậy để đảm bảo cho hiệuTrial suất> N_trial của hệ thống thì cần khảo sát số ký tự pilot chèn vào bao Đ nhiêu là hợp lý để đảm bảo đượcS BER và hiệu suất của hệ thống. Đối với hệ thống LTE-4G hiện nay hiệu suất chèn pilot khoảng từ 10% -> 15%. ệu phát bin_seq từ nguồn S1, S2 ( S1 ->S, S2->D). số dữ liệu 2 nguồn phát S1 (S) và S2 (D). truyền chọn lọc thời gian, tần số dùng mô hình Zheng, vectơ hệ số đáp ứng kênh truyền qua 2 chặn của 2 kênh truyền SRD và DRD. iệu nhận được tại máy thu (D) ( Pilot + Data) từ 2 nguồn S1, S2. g hệ số BEM, đáp ứng kênh truyền SRD và DRD bằng ML_estimator. ứng tần số các BEM tương ứng, data_sym:=1. 4.3.1.2. - Khảo sát hệ thống MIMO-Multirelay Lưu đồ khảo sát số Relay Tính MSE CIR SRD tổng các trial của từng SNR_index, relay_index với các BEM tương ứng. Trang 57 Trial ++ CHƯƠNG 4 MÔ PHỎNG 4.3.1.2.1. Khảo sát MSE của các BEM_Coe với SNR khác nhau Trang 58 CHƯƠNG 4 MÔ PHỎNG MSE with ML detection and COE 1 10 0 10 MSE CE coe ML MSE GCE coe ML MSE P coe ML -1 MSE 10 -2 10 -3 10 N Tx=2; N Rx=2, Relay=2; Nbases =3; V=50km/h; pilots/symbols =3/21 [1 10 21] -4 10 0 5 10 15 20 25 SNR of overall relay channel 30 35 40 Hình 4.12: Đồ thị MSE của BEM_Coe theo SNR Dựa vào hình (4.12) biểu diễn ước lượng hệ số BEM trong hệ thống MIMOOFDM Multirelay cho cả 2 kênh SRD và DRD, so sánh với hình (4.6) ta thấy khi tăng số anten phát, thu và relay lên thì số lượng kênh truyền tăng dẫn đến số lượng tham số cần ước lượng tăng lên đáng kể. Khi hệ số c cần ước lượng tăng lên đáng kể thì số lượng mẫu thu tại đầu thu lớn hoặc số lượng pilot cần để ước lượng phải đủ lớn để đảm bảo đầy đủ các thông số ước lượng kênh truyền biến đổi. 4.3.1.2.2. Khảo sát MSE của các BEM_CIR với SNR khác nhau Trang 59 CHƯƠNG 4 MÔ PHỎNG MSE with ML detection and CIR 0 10 -1 10 MSE MSE MSE MSE MSE TI CIR ML SRD CE CIR ML SRD GCE CIR ML SRD P CIR ML SRD -2 10 -3 10 N Tx=2; N Rx=2, Relay=2; Nbases =3; V=50km/h; pilots/symbols =3/21 [1 10 21] -4 10 0 5 10 15 20 25 SNR of overall relay channel 30 35 40 Hình 4.13: Đồ thị MSE của BEM_CIR theo SNR Dựa vào hình (4.13) biểu diễn ước lượng MSE đối với hệ thống N_Tx=2, N_Rx=2 và Relay =2 cho kênh truyền SRD. Như các kết quả ước lượng trên thì khi số lượng anten phát, thu và số relay bằng 2 kết quả ước lượng vẫn tốt. Khi tăng số lượng anten thì thông số cần ước lượng nhiều hơn so với hệ thống SISO nên cần tăng số lượng pilot chèn hoặc tăng số lượng mẫu thu được bằng cách tăng khung cửa số N_fft. 4.3.1.2.3. Khảo sát MSE vị trí chèn pilot với SNR khác nhau Trang 60 CHƯƠNG 4 MÔ PHỎNG MSE with ML detection and CIR 0 10 -1 10 -2 10 MSE [1 10 21] TI [1 7 15] TI [1 5 12] TI [1 10 21] CE [1 7 15] CE [1 5 12] CE [1 10 21] GCE [1 7 15] GCE [1 5 12] GCE [1 10 21] P [1 7 15] P [1 5 12] P -3 10 -4 10 -5 10 0 5 10 15 20 25 SNR of overall relay channel 30 35 40 Hình 4.14: Đồ thị MSE vị trí chèn pilot theo SNR Hình (4.14) biểu diễn ước lượng kênh truyền theo các BEM với vị trí chèn pilot khác nhau (số lượng pilot bằng nhau). Tùy vào đáp ứng kênh truyền biến đổi nhanh hay chậm theo thời gian mà vị trí chèn pilot sẽ ảnh hưởng lớn đến việc ước lượng kênh truyền. Hình vẽ trên cho thấy khi chèn vị trí [1 5 12] cho kết quả tốt nhất khi truyền 21 symbol tương ứng với mô hình kênh truyền được tạo ra. Vì vậy việc tối ưu hóa vị trí chèn pilot hiện đang là kĩ thuật được nghiên cứu rộng rãi trong việc ước lượng kênh truyền sử dụng pilot. 4.3.1.2.4. Khảo sát MSE số Relay với SNR khác nhau Trang 61 CHƯƠNG 4 MÔ PHỎNG MSE with ML detection and CIR 0 10 -1 10 -2 10 MSE 1 relay,CE ML est 1 relay,GCE ML est 1 relay,P ML est 2 relay,CE ML est 2 relay,GCE ML est 2 relay,P ML est 3 relay,CE ML est 3 relay,GCE ML est 3 relay,P ML est 4 relay,CE ML est 4 relay,GCE ML est 4 relay,P ML est -3 10 -4 10 -5 10 0 5 10 15 20 25 SNR of overall relay channel 30 35 40 Hình 4.15: Đồ thị MSE số Relay theo SNR Dựa vào hình (4.15) ta thấy khi số lượng relay lớn thì kết quả ước lượng không tốt bằng số lượng relay nhỏ. Khi tăng số lượng relay thì khả năng chuyển tiếp thông tin càng lớn, tuy nhiên số lượng kênh truyền được tạo ra nhiều ảnh hưởng đến số lượng tham số cần được ước lượng, ảnh hưởng đến nhiều vấn đề khác như trải trễ, nhiễu xuyên kí tự, kênh truyền chọn lọc tần số lớn khi chịu ảnh hưởng của hiện tượng đa đường… Số lượng relay và vị trí đặt relay ảnh hưởng đến việc thu tín hiệu tốt hay xấu, đồng thời hệ số khuếch đại α biến thiên theo đa đường và theo mẫu trong kĩ thuật AF ảnh hưởng lớn đến chất lượng tín hiệu thu được tại đích. 4.3.1.2.5. Khảo sát MSE số Anten với SNR khác nhau Trang 62 CHƯƠNG 4 MÔ PHỎNG MSE with ML detection COE and CIR 1 10 0 10 -1 10 MSE CE coe ML GCE coe ML P coe ML MSE CE CIR ML SRD MSE GCE CIR ML SRD MSE P CIR ML SRD -2 10 -3 10 -4 10 1 2 3 Number of antennas NTx - NRx 4 Hình 4.16: Đồ thị MSE số Anten khác nhau theo SNR Dựa vào hình (4.16) biểu diễn lỗi bình phương trung bình hệ số BEM cho 2 chặng SRD và DRD, CIR cho chặng SRD. Hình vẽ cho thấy khi số lượng anten phát và thu tăng thì kết quả ước lượng sẽ thấp đi, vì khi tăng số lượng anten phát thì số lượng kênh truyền tăng nên cần nhiều tham số ước lượng, đáp ứng kênh truyền tạo ra nhiều ảnh hưởng đến việc khôi phục dữ liệu tại đầu thu, ảnh hưởng đến BER tại đầu thu. Số lượng anten được chọn sao cho đảm bảo được hệ thống phân tập tốt, dung lượng lớn, đảm bảo được tỉ số bit lỗi tại đầu thu ứng với công suất phát hợp lý. 4.4. Kết luận chương Trang 63 CHƯƠNG 4 MÔ PHỎNG Chương 4 cho ta thấy những kết quả mô phỏng với sự thay đổi các thông số khác nhau của quá trình ước lượng kênh truyền chọn lọc thời gian tần số trong hệ thống thông tin đa chặng (One way relay và two way relay). Trong chương này, việc mô phỏng được thực hiện ở lớp vật lý.Đối với các lớp cao hơn, chất lượng sẽ tốt hơn nhờ vào mã hóa (mã hóa nguồn, mã hóa kênh) phát hiện và sửa lỗi.Qua kết quả mô phỏng, với việc sử dụng các hàm cơ bản khác nhau sẽ cho những kết quả mô phỏng khác nhau. Trang 64 KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN ĐỀ TÀI KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN ĐỀ TÀI 1. Kết luận Với những ưu điểm đáng kể hệ thống MIMO- OFDM đang được ứng dụng rất nhiều trong các hệ thống viễn thông tốc độ cao.Vì thế, việc ước lượng kênh truyền càng trở nên cần thiết để nâng cao chất lượng tín hiệu cũng như tốc độ truyền dẫn. Trong khuôn khổ đồ án này, việc ước lượng kênh truyền dùng tín hiệu pilot trong truyền dẫn MIMO- OFDM đa chặng (one way relay và two way relay) đã được nghiên cứu với thuật toán được sử dụng là FISHER. Khác với ước lượng kênh truyền trong block- fading, việc ước lượng kênh truyền chọn lọc thời gian và tần số cho phép tăng khả năng nhận biết được tín hiệu thu trong khi thuê bao di chuyển liên tục với tốc độ nhanh và kênh truyền đa đường. Đồng thời việc ước lượng đáp ứng kênh truyền trong hệ thống thông tin đa chặng được thực hiện tại đích bằng cách sử dụng các hàm cơ bản khác nhau (BEMs) để xấp xỉ sự thay đổi thời gian của kênh truyền, nhằm làm giảm đáng kể số lượng tham số cần ước lượng, vì thế cho phép ước lượng chính xác và tin cậy hơn trong điều kiện SNR thấp. 2. Hướng phát triển đề tài Đề tài này đã tập trung nghiên cứu ước lượng đáp ứng kênh truyền (CIR) trong truyền dẫn MIMO –OFDM đa chặng.Tuy nhiên, ở đây vấn đề độ lệch tần số (CFO và SFO) được giả thiết hoàn hảo và vấn đề đồng bộ tần số lấy mẫu và thời điểm lấy mẫu chưa được giải quyết. Đồng thời chưa kết hợp được phương pháp đa truy cập phân chia theo không gian (SDMA) vào hệ thống. Nếu có điều kiện thì đề tài sẽ được phát triển thêm ước lượng đồng thời độ lệch tần số sóng mang, độ lệch tần số mẫu và đáp ứng kênh truyền, tính toán đồng bộ tần số lấy mẫu và thời điểm lấy mẫu tín hiệu phát để có thể thu được tín hiệu đạt hiệu suất cao hơn nữa hoặc sẽ giải quyết vấn đề kết hợp SDMA vào hệ thống MIMO- OFDM two way relay. Trang 65 TÀI LIỆU THAM KHẢO TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] Nguyễn Lê Hùng, “Thông tin di động”, khoa Điện tử Viễn thông, Đại học Bách Khoa, Đại học Đà Nẵng. [2] Nguyễn Lê Hùng, “Research Problems in 4G (LTE) Mobile Communications” [3] Hoàng Lê Uyên Thục, “Thông tin số”, khoa Điện tử Viễn thông, Đại học Bách Khoa, Đại học Đà Nẵng. [4] Nguyễn Văn Tuấn, “Thông tin vi ba- vệ tinh”, Nhà xuất bản Giáo dục 2011. [5] Andrea Goldsmith (2005), “Wireless Communication”, Standford University. [6] Bin Jiang, Feifei Gao, Xiqi Gao and Arumugam Nallanathan, “Channel Estimation for Amplify- and- Forward Two- Way relay network with Power Allocation”, publication in the IEEE ICC 2009 proceedings. [7] Franz Hlawatsch, Gerald Matz, “Wireless Communications over rapidly time varying chanels”, The Boulevard, Langford, Kidlington, Oxford OX5 1GB, UK [8] Gongpu Wang, Feifei Gao, Wen Chen, and Chintha Tellambura, “Channel Estimation and Training Design for Two- Way Relay Networks in Time- Selective Fading Enviroment”, IEEE Transactions on Wireless Communications, Vol. 10, No. 8, August 2011. [9] Hung Nguyen- Le, Tho Le- Ngoc, Nghi Tran, “Bayesian Joint Estimation of CFO and Doubly selective channels in MIMO- OFDM Transmission”, Department of Electrical and Computer Engineering, McGill University, Motreal, Quebec, Canada H3A 2K6. [10] Loic Canonne- Velasquez, Hung Nguyen- Le, Tho Le- Ngoc, “Cascaded Doubly- Selective channel estimation in multi-relay AF OFDM Transmissions”, Department of Electrical and Computer Engineering, McGill University, Montreal, Quebec, Canada H3A 2A7, Department of Electronics and Telecommunications Engineering, Danang University of Technology, Vietnam. [11] “LTE-Advanced and Next Generation Wireless Networks Channel Modelling and Propagation”, Published 2013 by John Wiley & Sons, Ltd. Trang 66 TÀI LIỆU THAM KHẢO [12] Salama S. Ikki, and Sonia Aissa, “Two-way Amplify- anf- Forward Relaying with Gaussian Imperfect Channel Estimations”, IEEE Communications Letters, Vol. 16, No. 7, July 2012. [13] Zhaoxi Fang and Jiong Shi, “Least Square Channel Estimation for Two- Way relay MIMO OFDM”, ETRI Journal, Vol. 33, No. 5, October 2011. [14] Tim Whitworth, Mounir Ghogho, and Desmond C. McLernon, “An Optimized Basis Expansion Model For Time- Varying Channel Estimation”, School of Electronic and Electrical Engineering, The University of Leeds, LS2 9JT, UK. [15] Ye (Geoffrey) Li, Gordon Stuber, “Orthogonal Frequency Division Multiplexing for Wireless Communications”, Georgia Institute of Technology. Trang 67 PHỤ LỤC PHỤ LỤC CODE MAIN_PROGRAM_MSE_MIMO_OFDM_TWO WAY RELAY close all; clear all; clc; display('Uoc luong kenh truyen he thong MIMO-OFDM vs MultiRelay'); display('Author: Tran Van Dung - Tran Thi Thu Thuy'); warning('off'); %% =======Khoi tao============== N_trial = 3e2; %========Thong so du lieu================= N_LTE_frame = 1; N_slot = 3; N_sym_slot = 7; N_OFDM_sym = N_slot*N_sym_slot*N_LTE_frame; N_fft = 256; N_cp = 10; Ns = N_fft+N_cp; %==========Thong so khac==================== fs = 1.92e6; fc = 2e9; L = 5; G_coe = 2; PDP = exp(-[0:L-1]/4)/sum( exp(-[0:L-1]/4) );% Power Delay Profile N_bases = 3; v_kph=50; %========Multi Relays========================= N_relay = 2; % So luong Relay relay_gain_range = 3; alpha_tv=relay_gain_range; alpha_data=relay_gain_range; %=======Multiple Antennas================ N_rx = 2; % so luong anten thu N_tx = 2; % % so luong anten phat %========Modulation=================== M_QAM = 2; [sig_power] = signal_power_computation(M_QAM); mess_len = log2(M_QAM); %% ======Pilot-Data Symbol Position ========= pilot_pos = [1 10 21]; data_pos = [1:N_OFDM_sym]; for ii = 1:length(pilot_pos) Trang 68 PHỤ LỤC data_pos = data_pos(data_pos ~= pilot_pos(ii)); end N_data_sym = length(data_pos); N_pilot_sym = length(pilot_pos); N_pilot_TICE = 2; % So Pilot tru ra de uoc luong kenh truyen TI dua vao CIR_pilot SNR = [0:5:40]; %% --------------------Tao pilot_signal- Co the cho T1 giong T2-----------subcarrier_power =1;% % --------------------Tao pilot phat tu ra N_tx--------------------------bin_rand_seq1 = randint(1,N_fft*log2(M_QAM)*N_OFDM_sym*N_relay*N_tx); bin_rand_seq1= reshape(bin_rand_seq1,N_fft,log2(M_QAM),N_OFDM_sym,N_tx,N_relay); ave_amplitude = 0; for tx_anten =1 :N_tx for pilot_sym = 1:N_OFDM_sym for subcarr_T1 = 1:N_fft for relay = 1:N_relay pilot_subcarriers_T1(subcarr_T1,pilot_sym,tx_anten,relay) = MQAM_modulation(bin_rand_seq1(subcarr_T1,:,pilot_sym,tx_anten,relay),subcar rier_power); ave_amplitude = ave_amplitude + abs(pilot_subcarriers_T1(subcarr_T1,pilot_sym,tx_anten,relay))^2; end end end end ave_amplitude = ave_amplitude/N_OFDM_sym/N_fft/N_relay/N_tx; %% ===========================Tao Pilot S2========================== subcarrier_power =1; % --------------------Tao pilot phat tu ra N_tx--------------------------bin_rand_seq2 = randint(1,N_fft*log2(M_QAM)*N_OFDM_sym*N_relay*N_rx); bin_rand_seq2= reshape(bin_rand_seq2,N_fft,log2(M_QAM),N_OFDM_sym,N_rx,N_relay); ave_amplitude = 0; for rx_anten =1 :N_rx for pilot_sym = 1:N_OFDM_sym for subcarr_T2 = 1:N_fft for relay = 1:N_relay pilot_subcarriers_T2(subcarr_T2,pilot_sym,rx_anten,relay) = MQAM_modulation(bin_rand_seq2(subcarr_T2,:,pilot_sym,rx_anten,relay),subcar rier_power); ave_amplitude = ave_amplitude + abs(pilot_subcarriers_T2(subcarr_T2,pilot_sym,rx_anten,relay))^2; end Trang 69 PHỤ LỤC end end end ave_amplitude = ave_amplitude/N_OFDM_sym/N_fft/N_relay/N_rx; %% ------------Khoi tao mang MSE CIR vs COE-----------------------------MSE_TI_CIR_ML_SRD =zeros (length(SNR),1); MSE_CE_CIR_ML_SRD = zeros(length(SNR),1); MSE_GCE_CIR_ML_SRD = zeros(length(SNR),1); MSE_P_CIR_ML_SRD = zeros(length(SNR),1); MSE_CE_coe_ML = zeros(length(SNR),1); MSE_GCE_coe_ML = zeros(length(SNR),1); MSE_P_coe_ML = zeros(length(SNR),1); %% ----------------------Khoi tao BEM----------------------------------[P_ma,P_ma1,P_ma2,pInv_P_ma,pInv_P_ma1,pInv_P_ma2,GCE_ma,GCE_ma1,GCE_ma2,pI nv_GCE_ma,pInv_GCE_ma1,pInv_GCE_ma2,... CE_ma,CE_ma1,CE_ma2,pInv_CE_ma,pInv_CE_ma1,pInv_CE_ma2] =... PGCE_BEM_Gen(N_bases,G_coe,N_LTE_frame,N_slot,N_sym_slot,N_fft,N_cp); for SNR_index = 1:length(SNR) No = sig_power/(10^(SNR(SNR_index)/10)); % Noise [S1_CE,S2_CE,S_CE,S1_GCE,S2_GCE,S_GCE,S1_P,S2_P,S_P,CE_ML_ma,GCE_ML_ma,P_ML _ma,CE_ML_ChanEst_ma,GCE_ML_ChanEst_ma,P_ML_ChanEst_ma,... TI_ML_ma,TI_ML_ChanEst_ma,tx_pilot_sig_T1,tx_pilot_sig_T2] = Pilot_Tx_Sig_Gen_MAP_ML(No,N_relay,alpha_tv,... L,N_fft,N_cp,pilot_pos,pilot_subcarriers_T1,pilot_subcarriers_T2,CE_ma1,CE_ ma2,GCE_ma1,GCE_ma2,P_ma1,P_ma2,N_tx,N_rx); for trial = 1:N_trial disp(['Current SNR=', num2str(SNR(SNR_index)), '; Current trial=', num2str(trial)]); %% ---------------Zheng Model---------------------------------------[gamma2_SRD,gamma2_DRD,CE_coe_SRD,CE_coe_DRD,CE_coe_SRD_DRD,GCE_coe_SRD,GCE _coe_DRD,GCE_coe_SRD_DRD,P_coe_SRD,P_coe_DRD,P_coe_SRD_DRD,... CIR_pilot_SRD,CIR_pilot_DRD,CIR_SR,CIR_DR,CIR_RD,CIR_SRD,CIR_DRD,TI_CIR_pil ot_SRD,TI_CIR_pilot_DRD] =Zheng_BEM_CIR_Gen(L,PDP,N_tx,... N_rx,N_relay,v_kph,N_bases,N_LTE_frame,N_slot,N_sym_slot,pilot_pos,data_pos ,N_pilot_TICE,N_fft,Ns,fs,fc,pInv_CE_ma1,pInv_CE_ma2,pInv_GCE_ma1,... Trang 70 PHỤ LỤC pInv_GCE_ma2,pInv_P_ma1,pInv_P_ma2); %% -----------------------RxSignal-----------------------------------------[rx_pilot_sig_SRD_reshape] = Rx_Sig_Gen(N_tx,N_rx,N_relay,alpha_tv,L,... N_fft,N_cp,pilot_pos,data_pos,No,CIR_SR,CIR_RD,CIR_DR,tx_pilot_sig_T1,tx_pi lot_sig_T2); %% ----------------------------------------------------------------------TI_CIR_ML_SE_SRD,CE_CIR_ML_SE_SRD,GCE_CIR_ML_SE_SRD,P_CIR_ML_SE_SRD,CE_coe_ ML_SE,GCE_coe_ML_SE,P_coe_ML_SE,CE_coe_ML_ma,GCE_coe_ML_ma,... P_coe_ML_ma] =ML_MAP_channel_estimator(N_tx,N_rx,CE_ma1,GCE_ma1,P_ma1,CIR_pilot_SRD,N_re lay,L,CE_coe_SRD_DRD,GCE_coe_SRD_DRD,P_coe_SRD_DRD,... N_bases,CE_ma,GCE_ma,P_ma,pilot_pos,N_fft,N_cp,rx_pilot_sig_SRD_reshape,CE_ ML_ChanEst_ma,GCE_ML_ChanEst_ma,P_ML_ChanEst_ma,TI_ML_ChanEst_ma); %% ----------------------------------------------------------------------MSE_TI_CIR_ML_SRD(SNR_index,1) = MSE_TI_CIR_ML_SRD(SNR_index,1) + TI_CIR_ML_SE_SRD; MSE_CE_CIR_ML_SRD(SNR_index,1) = MSE_CE_CIR_ML_SRD(SNR_index,1) + CE_CIR_ML_SE_SRD; MSE_GCE_CIR_ML_SRD(SNR_index,1) = MSE_GCE_CIR_ML_SRD(SNR_index,1) + GCE_CIR_ML_SE_SRD; MSE_P_CIR_ML_SRD(SNR_index,1) = MSE_P_CIR_ML_SRD(SNR_index,1) + P_CIR_ML_SE_SRD; MSE_CE_coe_ML(SNR_index,1) = MSE_CE_coe_ML(SNR_index,1) + CE_coe_ML_SE; MSE_GCE_coe_ML(SNR_index,1) = MSE_GCE_coe_ML(SNR_index,1) + GCE_coe_ML_SE; MSE_P_coe_ML(SNR_index,1) = MSE_P_coe_ML(SNR_index,1) + P_coe_ML_SE; end end MSE_CE_coe_ML = MSE_CE_coe_ML/(N_trial); MSE_GCE_coe_ML = MSE_GCE_coe_ML/(N_trial); MSE_P_coe_ML = MSE_P_coe_ML/(N_trial); MSE_TI_CIR_ML_SRD = MSE_TI_CIR_ML_SRD/(N_trial); MSE_CE_CIR_ML_SRD = MSE_CE_CIR_ML_SRD/(N_trial); MSE_GCE_CIR_ML_SRD = MSE_GCE_CIR_ML_SRD/(N_trial); MSE_P_CIR_ML_SRD = MSE_P_CIR_ML_SRD/(N_trial); %% ----------------------------------------------------------------------figure(1); semilogy(SNR,MSE_CE_coe_ML,'og','LineWidth',2,'MarkerEdgecolor','g','MarkerFacecolor','w','MarkerSize', 6); Trang 71 PHỤ LỤC hold on semilogy(SNR,MSE_GCE_coe_ML,'sb','LineWidth',2,'MarkerEdgecolor','b','MarkerFacecolor','w','MarkerSize', 6); hold on semilogy(SNR,MSE_P_coe_ML,'dr','LineWidth',2,'MarkerEdgecolor','r','MarkerFacecolor','w','MarkerSize', 6); hold on h = legend('MSE CE coe ML','MSE GCE coe ML','MSE P coe ML'); set(gca,'FontSize',10); set(h,'FontSize',10); title('MSE with ML detection and COE'); xlabel('SNR of overall relay channel'); ylabel('MSE'); grid on %% ---------------------------------------------------------------------figure (2); semilogy(SNR,MSE_TI_CIR_ML_SRD,'^k','LineWidth',2,'MarkerEdgecolor','k','MarkerFacecolor','w','MarkerSize', 6); hold on semilogy(SNR,MSE_CE_CIR_ML_SRD,'og','LineWidth',2,'MarkerEdgecolor','g','MarkerFacecolor','w','MarkerSize', 6); hold on semilogy(SNR,MSE_GCE_CIR_ML_SRD,'sb','LineWidth',2,'MarkerEdgecolor','b','MarkerFacecolor','w','MarkerSize', 6); hold on semilogy(SNR,MSE_P_CIR_ML_SRD,'dr','LineWidth',2,'MarkerEdgecolor','r','MarkerFacecolor','w','MarkerSize', 6); hold on h = legend('MSE TI CIR ML SRD','MSE CE CIR ML SRD','MSE GCE CIR ML SRD','MSE P CIR ML SRD'); set(gca,'FontSize',10); set(h,'FontSize',10); title('MSE with ML detection and CIR'); xlabel('SNR of overall relay channel'); ylabel('MSE'); grid on Trang 72 PHỤ LỤC FUNCTION TX_PILOT_SIG function [S1_CE,S2_CE,S_CE,S1_GCE,S2_GCE,S_GCE,S1_P,S2_P,S_P,CE_ML_ma,GCE_ML_ma,P_ ML_ma,CE_ML_ChanEst_ma,GCE_ML_ChanEst_ma,P_ML_ChanEst_ma,... TI_ML_ma,TI_ML_ChanEst_ma,tx_pilot_sig_T1,tx_pilot_sig_T2] = Pilot_Tx_Sig_Gen_MAP_ML(No,N_relay,alpha_tv,... L,N_fft,N_cp,pilot_pos,pilot_subcarriers_T1,pilot_subcarriers_T2,CE_ma1,C E_ma2,GCE_ma1,GCE_ma2,P_ma1,P_ma2,N_tx,N_rx) N_pilot_sym = length(pilot_pos); Ns = N_fft + N_cp; K = 2*L-1; S1_CE = []; S1_GCE = []; S1_P = []; S1_TI =[]; S2_CE = []; S2_GCE = []; S2_P = []; S2_TI =[]; %% ------------------ Tao S1 --------------------------------------------for m=1:N_pilot_sym S1_tilde_m_CE_tx =[]; S1_tilde_m_GCE_tx =[]; S1_tilde_m_P_tx =[]; S1_tilde_m_TI_tx=[]; for tx_anten =1: N_tx S1_tilde_m_CE = []; S1_tilde_m_GCE = []; S1_tilde_m_P = []; S1_tilde_m_TI = []; for relay = 1:N_relay tx_pilot_sig_T1(1:N_fft,1:K,tx_anten,relay,m) = circulant_ma( sqrt(N_fft)*ifft(pilot_subcarriers_T1(1:N_fft,m,tx_anten,re lay),N_fft),K ); S1_tx_CE = []; S1_tx_GCE = []; S1_tx_P = []; Trang 73 PHỤ LỤC for relaytap =1:K S1_tx_CE = [S1_tx_CE diag(tx_pilot_sig_T1(1:N_fft,relaytap,tx_anten,relay,m)*alpha_tv)*CE_ma1( Ns*(pilot_pos(m)-1) + N_cp + [1:N_fft],:)]; S1_tx_GCE = [S1_tx_GCE diag(tx_pilot_sig_T1(1:N_fft,relaytap,tx_anten,relay,m)*alpha_tv)*GCE_ma1 (Ns*(pilot_pos(m)-1) + N_cp + [1:N_fft],:)]; S1_tx_P = [S1_tx_P diag(tx_pilot_sig_T1(1:N_fft,relaytap,tx_anten,relay,m)*alpha_tv)*P_ma1(N s*(pilot_pos(m)-1) + N_cp + [1:N_fft],:)]; end S1_tilde_m_CE = [S1_tilde_m_CE S1_tx_CE]; S1_tilde_m_GCE = [S1_tilde_m_GCE S1_tx_GCE]; S1_tilde_m_P = [S1_tilde_m_P S1_tx_P]; S1_tilde_m_TI = [S1_tilde_m_TI tx_pilot_sig_T1(1:N_fft,1:K,tx_anten,relay,m)*alpha_tv]; end S1_tilde_m_CE_tx= [S1_tilde_m_CE_tx S1_tilde_m_CE]; S1_tilde_m_GCE_tx= [S1_tilde_m_GCE_tx S1_tilde_m_GCE]; S1_tilde_m_P_tx= [S1_tilde_m_P_tx S1_tilde_m_P]; S1_tilde_m_TI_tx =[S1_tilde_m_TI_tx S1_tilde_m_TI]; end S1_CE = [S1_CE ;kron(eye(N_rx),S1_tilde_m_CE_tx)]; % Qua trinh SRD S1_GCE = [S1_GCE ;kron(eye(N_rx),S1_tilde_m_GCE_tx)]; % Qua trinh SRD S1_P = [S1_P ;kron(eye(N_rx),S1_tilde_m_P_tx)]; % Qua trinh SRD S1_TI = [S1_TI ;kron(eye(N_rx),S1_tilde_m_TI_tx)]; end %% ==================================Tao S2============================== for n=1:N_pilot_sym S2_tilde_m_CE_tx =[]; S2_tilde_m_GCE_tx =[]; S2_tilde_m_P_tx =[]; S2_tilde_m_TI_tx=[]; for rx_anten =1: N_rx S2_tilde_m_CE = []; S2_tilde_m_GCE = []; S2_tilde_m_P = []; S2_tilde_m_TI = []; for relay = 1:N_relay Trang 74 PHỤ LỤC tx_pilot_sig_T2(1:N_fft,1:K,rx_anten,relay,n) = circulant_ma( sqrt(N_fft)*ifft(pilot_subcarriers_T2(1:N_fft,n,rx_anten,re lay),N_fft),K ); % S2_tx_CE = []; S2_tx_GCE = []; S2_tx_P = []; for relaytap =1:K S2_tx_CE = [S2_tx_CE diag(tx_pilot_sig_T2(1:N_fft,relaytap,rx_anten,relay,n)*alpha_tv)*CE_ma2( Ns*(pilot_pos(n)-1) + N_cp + [1:N_fft],:)]; S2_tx_GCE = [S2_tx_GCE diag(tx_pilot_sig_T2(1:N_fft,relaytap,rx_anten,relay,n)*alpha_tv)*GCE_ma2 (Ns*(pilot_pos(n)-1) + N_cp + [1:N_fft],:)]; S2_tx_P = [S2_tx_P diag(tx_pilot_sig_T2(1:N_fft,relaytap,rx_anten,relay,n)*alpha_tv)*P_ma2(N s*(pilot_pos(n)-1) + N_cp + [1:N_fft],:)]; end S2_tilde_m_CE = [S2_tilde_m_CE S2_tx_CE]; S2_tilde_m_GCE = [S2_tilde_m_GCE S2_tx_GCE]; S2_tilde_m_P = [S2_tilde_m_P S2_tx_P]; S2_tilde_m_TI = [S2_tilde_m_TI tx_pilot_sig_T2(1:N_fft,1:K,rx_anten,relay,n)*alpha_tv]; end S2_tilde_m_CE_tx= [S2_tilde_m_CE_tx S2_tilde_m_CE]; S2_tilde_m_GCE_tx= [S2_tilde_m_GCE_tx S2_tilde_m_GCE]; S2_tilde_m_P_tx= [S2_tilde_m_P_tx S2_tilde_m_P]; S2_tilde_m_TI_tx =[S2_tilde_m_TI_tx S2_tilde_m_TI]; end S2_CE = [S2_CE ;kron(eye(N_rx),S2_tilde_m_CE_tx)]; % Qua trinh SRD S2_GCE = [S2_GCE ;kron(eye(N_rx),S2_tilde_m_GCE_tx)]; % Qua trinh SRD S2_P = [S2_P ;kron(eye(N_rx),S2_tilde_m_P_tx)]; % Qua trinh SRD S2_TI = [S2_TI ;kron(eye(N_rx),S2_tilde_m_TI_tx)]; end %% ---------------Tao mang S----------------------------------S_CE =[S1_CE S2_CE]; S_GCE =[S1_GCE S2_GCE]; S_P =[S1_P S2_P]; S_TI =[S1_TI S2_TI]; % Uoc luong kenh truyen dung ML cho toan bo dap ung kenh truyen % CE-BEM CE_ML_ChanEst_ma = (S_CE'*S_CE)^-1*S_CE'; CE_ML_ma = S_CE*CE_ML_ChanEst_ma; % GCE-BEM Trang 75 PHỤ LỤC GCE_ML_ChanEst_ma = (S_GCE'*S_GCE)^-1*S_GCE'; GCE_ML_ma = S_GCE*GCE_ML_ChanEst_ma; % P-BEM P_ML_ChanEst_ma = (S_P'*S_P)^-1*S_P'; P_ML_ma = S_P*P_ML_ChanEst_ma; % under assumption of TI channels TI_ML_ChanEst_ma = (S_TI'*S_TI)^-1*S_TI'; TI_ML_ma =S_TI*TI_ML_ChanEst_ma; Trang 76 [...]... chống lại fading đa đường Sự giới thiệu của BEM đáp ứng như một sự thiết lập của vấn đề ước lượng kênh truyền biến đổi thời gian Những khái niệm cơ bản của ước lượng cũng được giới thiệu Đồng thời chương này đã giới thiệu thuật toán được sử dụng để ước lượng kênh truyền đó là thuật toán Fisher Trang 24 CHƯƠNG 2 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG THÔNG TIN ĐA CHẶNG ONE WAY... 2 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG THÔNG TIN ĐA CHẶNG ONE WAY RELAY 2.1 Giới thiệu chương Chương này trình bày về các nội dung: - Tổng quan về hệ thống thông tin đa chặng và relay Mô hình hệ thống Ước lượng kênh truyền trong hệ thống thông tin đa chặng One-way relay 2.2 Thông tin đa chặng 2.2.1 Tổng quan về thông tin đa chặng Hình 2.1: Mô hình hệ thống thông tin đa chặng. .. 2.3.3 Ước lượng kênh truyền trong hệ thống thông tin đa chặng One-way relay Trong hệ thống thông tin đa chặng (multi-hop), ước lượng kênh truyền có thể được biểu diễn bởi 2 quá trình riêng biệt: - Từ nguồn tới relay (SR) Từ relay tới đích (RD) Tuy nhiên phân chia như vậy có thể gây ra bất lợi trong truyền dẫn AF Ví dụ tại relay phải lượng tử hóa thông tin trạng thái kênh truyền (CSI) đã được ước lượng trong. .. AF Trong khuôn khổ đồ án này, giao thức được sử dụng là AF, tất cả các nodes được đồng bộ và kênh truyền giữa các nodes là kênh Rayleigh fading Trang 26 CHƯƠNG 2 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG THÔNG TIN ĐA CHẶNG ONE WAY RELAY 2.3 Ước lượng kênh truyền trong hệ thống thông tin đa chặng one-way relay 2.3.1 Hệ thống One-way relay One-way relay là mô hình thông tin đa chặng. .. chương Trong chương này đã trình bày các vấn đề về ước lượng kênh truyền chọn lọc thời gian và tần số trong hệ thống thông tin đa chặng one-way relay Để tránh méo tín hiệu, tăng hiệu quả sử dụng băng thông, kênh truyền nối tầng được đề xuất, và việc ước lượng kênh chỉ cần được thực thi tại đích bởi kỹ thuật Maximum Likelihood Trang 31 CHƯƠNG 2 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG. .. khác của hàm truyền của kênh thu so với kênh phát do nhiều nguyên nhân trong quá trình truyền dẫn Trong đồ án này sẽ tập trung nghiên cứu phương pháp ước lượng kênh truyền dùng pilot Pilots là chuỗi những kí tự được phát từ những chòm điểm điều chế số và được biết tại cả máy phát và máy thu Trong suốt khoảng thời gian truyền pilot, máy thu sẽ ước lượng kênh truyền để tìm đáp ứng xung kênh truyền (CIR)... có các loại kênh truyền: - Kênh truyền chọn lọc tần số và kênh truyền không chọn lọc tần số - Kênh truyền biến đổi nhanh và kênh truyền biến đổi chậm Fading tầm hẹp ( Trải trễ thời gian đa đường) Fading phẳng BW tín hiệu < BW kênh truyền Trải trễ < T_symbol Fading chọn lọc tần số BW tín hiệu > BW kênh truyền Trải trễ > T_symbol Fading tầm hẹp (Trải phổ Doppler) Fading biến đổi nhanh Fading biến đổi chậm... TIN ĐA CHẶNG ONE WAY RELAY Trang 32 CHƯƠNG 3 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM TWO WAY RELAY CHƯƠNG 3 ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM TWO WAY RELAY 3.1 Giới thiệu chương Chương này trình bày các nội dung sau 3.2 Giới thiệu tổng quan về hệ thống thông tin đa chặng two way relay Giới thiệu tổng quan về hệ thống MIMO-OFDM. .. k trong ký tự OFDM thứ m Trong khoảng thời gian pilot của một khung truyền, tại nguồn gửi đi P ký tự pilots OFDM có chỉ số là { m1 mP } Tín hiệu sau đó được gửi đến multi-relays, trong đó kênh truyền giữa nguồn và relay là kênh truyền chọn lọc thời gian và tần số Trong giao thức truyền AF, tín hiệu nhận tại relay được khuếch đại với một hệ α n ,m p số biến đổi thời gian Qua kênh truyền chọn lọc thời. .. vào bộ biến đổi FFT Tín hiệu thu được trong miền thời gian được biểu diễn như sau: 1.5 Các kỹ thuật ước lượng kênh truyền 1.5.1 Khái niệm về ước lượng kênh truyền Để giảm nhẹ ảnh hưởng của hiện tượng fading, những thông tin về kênh truyền là cần thiết và quan trọng tại máy phát và máy thu Tuy nhiên để biết được một cách chính xác các thông tin về kênh truyền là điều rất khó Vì vậy ước lượng kênh truyền ... kênh truyền đa chặng biến thiên theo thời gian truyền dẫn MIMO-OFDM Đồ án chia làm chương: Chương 1: Tổng quan Chương 2: Ước lượng kênh truyền chọn lọc thời gian tần số hệ thống thông tin đa chặng. .. thuật toán ước lượng kênh truyền nối tầng đề xuất, kênh truyền fading từ nguồn qua relay tới đích gọi kênh truyền đa chặng việc ước lượng kênh cần thực đích Chương giải vấn đề ước lượng kênh chọn... CHƯƠNG ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG THÔNG TIN ĐA CHẶNG ONE WAY RELAY Trang 32 CHƯƠNG ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN CHỌN LỌC THỜI GIAN VÀ TẦN SỐ TRONG HỆ THỐNG MIMO-OFDM