Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011 VCCA-2011 Ứng dụng bộ nghịch lưu áp đa bậc dùng kỹ thuật PWM 1 trạng thái vào mạch lọc tích cực 3 pha 4 dây Application of single-state PWM technique in multilevel inverter for three-phase four-wire active filter Nguyễn Quốc Thái, PGS.TS Nguyễn Văn Nhờ PTN Hệ thống năng lượng, Trường Đại học Bách khoa Tp.HCM e-Mail: nvnho@hcmut.edu.vn Tóm tắt Bài báo này trình bày nghiên cứu mạch lọc tích cực 3 pha 4 dây bằng hệ biến tần đa bậc điều khiển 1 trạng thái. Mô hình toán của mạch lọc tích cực được xây dựng dựa trên “Lý thuyết công suất tức thời”. Kỹ thuật điều chế PWM 1 trạng thái đã được áp dụng cho bộ nghịch lưu áp đa bậc nhằm làm giảm tổn hao đóng ngắt trong các ứng dụng công suất cao. Kết quả nghiên cứu đã được mô phỏng và kiểm chứng bằng phần mềm Matlab/Simulink đã cho thấy rằng bộ lọc làm việc tốt trong trường hợp nguồn mất cân bằng và méo dạng, tải phi tuyến không cân bằng. Abstract This paper presents a research on the active power filter three-phase four-wire with the carrier base single-state PWM technique in multilevel inverters. Mathematical model of the active power filter has been built based on “instantaneous power theory”. The carrier base single-state PWM technique has been applied for NPC multilevel voltage source inverter to reduce switching losses in high power applications. Research results have been simulated using the Matlab/Simulink software which reveals that the active power filter works well in cases of unbalanced, distorted AC sources and unbalanced non-linear loads. Ký hiệu Ký hiệu Đơn vị Ý nghĩa v a , v b , v c V Điện áp 3 pha nguồn v  , v  , v 0 V Điện áp 3 pha nguồn trong hệ tọa độ 0 i a , i b , i c A Dòng điện 3 pha tải i  , i  , i 0 A Dòng điện 3 pha tải trong hệ tọa độ 0 ** , CC ii ab A Dòng bù tham chiếu trong hệ tọa độ 0 * * * ,, Ca Cb Cc i i i A Dòng bù tham chiếu trong hệ tọa độ abc Vrms a, b, c V Trị hiệu dụng của điện áp 3 pha nguồn 0 p W Công suất thứ tự không i F-acbn A Dòng bù của mạch lọc v đk-n V Áp điều khiển pha N v đk-abc V Áp điều khiển 3 pha A, B, C Chữ viết tắt APF Active Power Filter AC Alternating Current DC Direct current IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor IEEE Institute of Electrical and Electronics Engineers LPF Low Pass Filter NPC Neutral Point Clamped PWM Pules Width Modulation SPF Source Power Factor THD Total Harmonic Distortion 1. Phần mở đầu Ngày nay, các ứng dụng rộng rãi của bộ biến đổi công suất và biến tần trong công nghiệp đã gây nên một vấn đề nghiêm trọng là nhiễu điện. Các tải phi tuyến lớn sẽ gây ra hệ số công suất thấp, giảm hiệu quả của hệ thống điện dẫn đến sự biến dạng điện áp, làm tăng tổn thất trên đường dây truyền tải và phân phối điện năng. Các bộ lọc tích cực đã được phát triển để giải quyết các vấn đề này [1]–[7]. Cho đến nay các bộ lọc tích cực công suất lớn dùng kỹ thuật PWM kinh điển cho nghịch lưu áp thực hiện vector yêu cầu bằng trật tự chuỗi trạng thái của 3 vector đỉnh gần nhất trong chu kỳ lấy mẫu. Phương pháp này cho phép đạt kết quả vector áp trung bình chính xác. Bài báo này trình bày một giải pháp gần đúng là điều khiển PWM sử dụng 1 vector trong chu kỳ lấy mẫu, do đó giảm công suất đóng ngắt trong chu kỳ lấy mẫu. Điều này rất có lợi cho các ứng dụng công suất lớn. Giải pháp có tính chính xác chấp nhận được khi số bậc cao [8]. 2. Kỹ thuật PWM 1 trạng thái 2.1 Cấu trúc bộ nghịch lưu áp đa bậc NPC Bộ nghịch lưu áp NPC 11 bậc 4 nhánh gồm có: 10 x 4 = 40 cặp IGBT, 9 x 4 = 36 cặp Diode, 10 tụ điện DC. Các cặp IGBT trên cùng 1 pha sẽ được đóng ngắt theo qui tắt kích đối nghịch (Hình 1). 664 Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011 VCCA-2011 H. 1 Bộ nghịch lưu áp NPC 11 bậc 4 nhánh 2.2 Nguyên lý PWM 1 trạng thái Giả sử mỗi tụ điện DC có điện áp là hằng số và bằng 1 (Vc = 1 V). Áp nghịch lưu tham chiếu giữa các ngõ ra (A, B, C) và điểm trung tính “0” (Hình 1) bao gồm thành phần áp cơ bản 12 , , , x v x a b c và áp common mode tham chiếu 0ref v [9]: 12 0r . xref x ef v v v (1) Điện áp thành phần cơ bản 3 pha có thể được mô tả như sau: 12 ef 12 ef 12 ef cos ; cos 2 3 ; cos 4 3 . ar br cr vv vv vv q qp qp (2) Trong đó efr v và q là độ lớn và góc pha của vector áp tham chiếu. Max và Min là giá trị lớn nhất và nhỏ nhất của áp 3 pha được tính như sau: 12 12 12 12 12 12 ( , , ) ( , , ) abc abc Max Max v v v Min Min v v v (3) Hàm soff et v được giới hạn bởi 0Max v và 0Min v được tính như sau: 0 0 ( 1) Max Min v n Max v Min (4) ()x L và ()x H lần lượt là mức áp DC thấp và cao gần nhất với áp nghịch lưu tham chiếu xref v (Hình 2(a)) được mô tả như sau: () () () ( ) ( ) 0 ( 1) 1 ( 1) 1 x ref x x ref xx n v n L n v n HL neáu neáu (5) trong đó ()x n là phần nguyên của xref v () ( ); , , . x xref n Int v x a b c (6) Các thành phần của vector ,, T a b c L L L L biểu thị 3 mức thấp hơn của điện áp 3 pha trong chuỗi trạng thái đóng ngắt. Trạng thái chuyển mạch tức thời được xác định bằng việc so sánh giữa sóng mang tam giác và tín hiệu điều chế x x : () ; 0 1 x ref x x vLxx (7) Trạng thái chuyển mạch danh định được xác định như sau: 1 2 2a 2 2 3 3a 3 3 4 0,0,0 ,, ,, 1,1,1 . T T bc T bc T s s S S S s S S S s (8) Trong đó 1 s và 4 s là 2 trạng thái ở vị trí tâm tọa độ trong nghịch lưu 2 bậc. Còn lại 2 trạng thái 2 s và 3 s được xác định từ vị trí tương đối giữa tín hiệu điều chế x x và 2 mức áp DC tương ứng gần nhất. Các giá trị max, mid, min của tín hiệu điều chế ,, abc x x x được xác định như sau: ( , , ) ( , , ) ( , , ). Max a b c Mid a b c Min a b c Max Mid Min x x x x x x x x x x x x (9) Các thành phần của vector 2 s và 3 s được trình bày: 2 3 1 0 1 0 x Max x x Max x Mid x x Mid s s xx xx xx xx neáu neáu neáu neáu (10) Chuỗi trạng thái chuyển mạch trong bộ nghịch lưu đa bậc 1 2 3 4 , , ,S S S S được suy ra từ biểu thức sau: . jj S L s (11) Kỹ thuật PWM kinh điển cho nghịch lưu áp thực hiện vector yêu cầu bằng trật tự chuỗi trạng thái của 3 vector đỉnh gần nhất trong chu kỳ lấy mẫu tương ứng với các thời gian chuyển trạng thái ( 14 2 3 ,,K K K ) được mô tả: 1 1 2 2 3 3 4 4 . ref v K S K S K S K S (12) Trong đó: 665 Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011 VCCA-2011 12 24 14 1 2 3 4 1 ; ; ; 1 1. Max Max Mid Mid Min Min Max Min KK KK K K K K K x x x x x x xx (13) Kỹ thuật PWM 1 trạng thái được mô tả như một bước tiến của kỹ thuật SVPWM kinh điển xác định bởi biểu thức (12). Nguyên lý PWM 1 trạng thái được trình bày ở Hình 4 cho thấy chỉ chọn duy nhất vector có thời gian thực hiện trạng thái lớn nhất ( Max K ) để thực hiện vector tham chiếu trong chu kỳ lấy mẫu: ' ; 1, 2, 3, 4. ref j v S j (14) Vector được chọn bất kỳ trong 4 trạng thái chuyển mạch thích hợp 1 2 3 4 , , ,S S S S . Các trạng thái chuyển mạch còn lại được loại bỏ. Kỹ thuật 1 trạng thái cho sai số điện áp nhỏ nhất dựa trên việc thực hiện vector gần nhất. Điều kiện để chọn trạng thái chuyển mạch được trình bày ở Hình 3(a) và (b) được mô tả như sau: '' ref j ref j v S e v S Min (15) Ví dụ: trạng thái chuyển mạch 3 S được thực hiện, vì vector 3 V gần nhất với vector tham chiếu ref V . Cách xác định vector gần nhất: ta có 2 trạng thái 0 s và 1 s tạo ra cùng vector điện áp. Vì vậy chỉ cần đại diện bởi 1 vector chủ chốt và thời gian chuyển trạng thái là 14 1 4 K K K . Mỗi vector chủ chốt j V mô tả sự đóng góp nào đó vào vector tham chiếu ref V với khoảng thời gian là j K . Sự ảnh hưởng này lớn hơn nếu j V càng gần với vector tham chiếu. Từ kỹ thuật điều chế vector không gian ta thấy rằng nếu vector nào gần nhất với vector tham chiếu thì sẽ có thời gian chuyển trạng thái lớn nhất. Kết quả là, để thực hiện kỹ thuật PWM 1 trạng thái thì cần thiết là phải đặt vector tham chiếu với thời gian chuyển trạng thái lớn nhất: 14 2 3 ( , , ). j Max K K Max K K K (16) Max K được xác định tại 3 vùng đối xứng A , 1, 2, 3 j j trong tam giác như Hình 3a. Ví dụ: nếu vector tham chiếu ref V ở vị trí vùng A 3 thì 3 Max KK và sai số điện áp sẽ nhỏ nhất nếu áp nghịch lưu được thực hiện bởi vector ' 3ref vS (Hình 3b). Đặc biệt nếu xảy ra trường hợp 14Max KK thì cả 2 vector 1 S và 4 S đều có cùng sai số điện áp 12 e . Lúc này phải xét đến điều kiện sai số 0 e nhỏ nhất của hàm offset. Ví dụ: vector 1 S sẽ được chọn nếu 14 ( ) ( ) ref ref Offset S V Offset S V (17) Từ (17) suy ra đuợc điều kiện là: 2 3 4 2 3 1,5.K K K (18) Số chuyển mạch trong chu kỳ lấy mẫu và hệ số THD kỹ thuật PWM 1 trạng thái tùy thuộc vào chỉ số điều chế m, hàm offset v và số bậc n. Bảng 1 trình bày số chuyển mạch và THD của bộ nghịch lưu 11 bậc dùng kỹ thuật: 1) PWM kinh điển và 2) PWM 1 trạng thái với hàm common mode nhỏ nhất. (a) (b) H. 2 (a) sơ đồ thời gian chuyển mạch; (b) Sơ đồ thời gian chuyển mạch danh định (a) (b) H. 3 Kỹ thuật PWM 1 trạng thái với sai số điện áp nhỏ nhất: (a) Hàm K max trong vùng tam giác; (b) giải thích nguyên lý H. 4 Nguyên lý PWM 1 trạng thái Bảng 1: Số chuyển mạch trong 1 chu kỳ và THD của kỹ thuật: 1) PWM kinh điển và 2) PWM 1 trạng thái m 0,4 0,5 0,7 0,9 1 f sw (Hz) 300 300 600 600 1080 N1 10 14 26 20 28 THD1 15,2 9,3 9,4 5,9 5,7 N2 8 12 24 20 28 THD2 10,2 7,7 5,9 4,4 4,1 2.3 Giải thuật PWM 1 trạng thái Nguyên lý tạo xung kích 3 pha A, B, C được trình bày ở Hình 5. Nguyên lý điều khiển pha N được thực hiện như sau: Gọi L N là mức áp thấp DC gần nhất với áp điều khiển pha N (v đk-N ) và được mô tả như sau: 0 ( 1) 1 ( 1) ñk-N ñk-N neáu neáu N N N n v n L n v n (19) 666 Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011 VCCA-2011 N n là phần nguyên của ñk-N v : () ñk-NN n Int v (20) N x là phần dư của ñk-N v sau khi lấy đi phần nguyên ; 0 1 ñk-N N N N vnxx (21) Tín hiệu điều chế v rN được tính bởi biểu thức: rN NN vLx (22) và nguyên lý tạo xung kích pha N như Hình 6. Max Min Max v đk-abc å v 0Max + + Min Chọn v 0 v 0Max = (n – 1) – Max v 0Min = – Min v 0Min v 0 1 v rxv , x = a, b, c x (x) 1 Int () () () 0 ( 1) 1 ( 1) rx rx neáu neáu xv x xv n v n L n v n n (x) å L (x) - + Max Mid Min 2 x Max x Mid x Min S xk , k = 1, 2, …, 10 v rx 2 Tính K j Max Tính v rx K Max Tính s xMax; s xMid; s xMin s xMax , s xMid , s xMin x (x) L (x) + + K j j = 1, 2, 3, 4 H. 5 Nguyên lý tạo xung kích 3 pha A, B, C Int n N x N v đk-N å L N 0 ( 1) 1 ( 1) ñk-N ñk-N neáu neáu N N N n v n L n v n + S k , k = 1, 2, …, 10 v rN + H. 6 Nguyên lý tạo xung kích pha N 3. Nguyên lý điều khiển mạch lọc tích cực Nguyên lý điều khiển mạch lọc tích cực được dựa trên Lý thuyết công suất tức thời (Akagi, 2007) [10]. Công suất tác dụng L p và công suất phản kháng L q của tải 3 pha 4 dây phi tuyến được phân tích thành: L L L L L L p p p q q q (23) L p , L p : Thành phần trung bình và dao động của công suất tác dụng tải. L q , L q : Thành phần trung bình và dao động của công suất phản kháng tải. L p , L q : Công suất tác dụng, công suất phản kháng của tải yêu cầu và được cung cấp bởi mạch lọc: AF AF L LL p p p q q q (24) p : là thành phần công suất trung bình mà mạch lọc lấy từ nguồn để cung cấp công suất tổn hao đóng ngắt các linh kiện của bộ nghịch lưu ossl p và công suất thứ tự không 0 p khi hệ thống không cân bằng (xuất hiện thành phần thứ tự không). 0 ossl p p p (25) Thành phần công suất trung bình của tải L p và thành phần p được cung cấp bởi nguồn AC. source L p p p (26) Như vậy, nguồn AC chỉ cung cấp cho tải thành phần công suất trung bình và công suất tổn hao bộ nghịch lưu. Còn mạch lọc sẽ cung cấp thành phần công suất dao động p , công suất trung bình thứ tự không 0 p và công suất phản kháng q (Hình 7). H. 7 Luồng công suất tối ưu của mạch lọc tích cực Các điện áp và dòng điện tải được chuyển trục tọa độ theo biểu thức chuyển đổi Clarke: 0 1 1 1 2 2 2 2 1 1 . 1 . 3 2 2 33 0 22 a b c vv vv vv a b (27) 0 1 1 1 2 2 2 2 1 1 . 1 . 3 2 2 33 0 22 a b c ii ii ii a b (28) Công suất tải được xác định bằng biểu thức: 0 0 0 00 0. 0 p v i p v v i q v v i a b a b a b (29) Dòng điện yêu cầu của mạch lọc trong hệ trục tọa độ 0 được tính toán theo biểu thức: 0 22 1 . C C iv v pp iv v q vv aa b bb a ab (30) Dòng điện yêu cầu của mạch lọc trong hệ trục tọa độ abc được chuyển đổi bằng biểu thức Clarke ngược: * 0 * * 1 10 2 2 1 1 3 3 2 2 2 1 1 3 22 2 Ca Cb C Cc C ii ii ii a b (31) Từ các biểu thức (27)–(31), tác giả đã xây dựng được sơ đồ tính toán dòng điện yêu cầu của mạch lọc tích cực và được trình bày ở Hình 8. 667 Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011 VCCA-2011 H. 8 Nguyên lý tính toán dòng yêu cầu của mạch lọc Các dòng điện yêu cầu * Ca i , * Cb i , * Cc i (I ref-abc ) và các dòng điện hồi tiếp của mạch lọc tích cực (i F-abcn ) được đưa vào khâu hiệu chỉnh PI tạo ra điện áp điều khiển yêu cầu v đk-abc và v đk-n (Hình 9). Áp điều khiển này được đưa vào bộ điều chế độ rộng xung, thực hiện giải thuật 1 trạng thái để tạo xung kích cho bộ nghịch lưu. Tham số Kp và Ki của khâu hiệu chỉnh PI được điều chỉnh theo phương pháp thủ công: Kp = 100, Ki = 20. H. 9 Khối tạo áp điều khiển trong Matlab 4. Kết quả mô phỏng Mô hình mô phỏng mạch lọc tích cực được xây dựng bằng phần mềm Matlab/Simulink (Hình 15) và các thông số mô phỏng được trình bày ở Bảng 2. Bảng 2: Thông số mô phỏng Nguồn AC không cân bằng và méo dạng (Hình 10) Vrms a = 221 V; Vrms b = 242,4 V; Vrms c = 200 V; f = 50 Hz Tải 1 pha RL R = 30 ; L = 5 mH Tải 3 pha RL R = 20 ; L = 2 mH Cuộn kháng tải Lf_load = 5 mH Cuộn kháng mạch lọc Lf_APF = 10 mH Thời điểm mạch lọc tác động t = 0,04 s Tần số sóng tam giác f sw = 1080 Hz Trước khi mạch lọc tác động, dòng điện 3 pha nguồn méo dạng và mất cân bằng, dòng điện trung tính nguồn bằng dòng điện tải 1 pha và có giá trị xấp xỉ 10 A, hệ số công suất nguồn thấp. Sau khi mạch lọc tác động, dòng điện 3 pha nguồn trở nên sin và cân bằng (Hình 11), dòng điện trung tính tải được bù hoàn toàn làm cho dòng điện trung tính nguồn bằng 0 (Hình 12), hệ số công suất nguồn được cải thiện đáng kể, xấp xỉ 1 (Hình 13). 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 -400 -200 0 200 400 600 Magnitude (V) Time (s) vS-abc vSa vSb vSc H. 10 Điện áp 3 pha nguồn 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 -60 -40 -20 0 20 40 60 Time (s) Magnitude (A) iS-abc iSa iSb iSc Start H. 11 Dòng điện 3 pha nguồn 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 -15 -10 -5 0 5 10 15 Magnitude (A) Time (s) iS-n Start H. 12 Dòng điện trung tính nguồn 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 SPF Magnitude Time (s) Start H. 13 Hệ số công suất nguồn Hệ số THD của dòng điện nguồn pha a trước khi mạch lọc tác động là 14,93 %, sau khi mạch lọc tác động là 1,25 % (Hình 14) và thỏa mãn tiêu chuẩn IEEE 519-1992 (Bảng 3). (a) (b) H. 14 Phân tích FFT: (a) dòng tải; (b) dòng nguồn Bảng 3: THD dòng điện nguồn Pha Trước khi mạch lọc tác động Sau khi mạch lọc tác động IEEE 519 a 14,93 % 1,25 % 5 % b 21,64 % 1,28 % c 24,15 % 1,27 % 668 Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011 VCCA-2011 H. 15 Sơ đồ khối mô hình mạch lọc tích cực 3 pha 4 dây nguồn không cân bằng và méo dạng, tải phi tuyến không cân bằng 5. Kết luận Bài báo đã trình bày những kết quả mô phỏng của mô hình mạch lọc tích cực 3 pha 4 dây bằng hệ biến tần NPC 11 bậc 4 nhánh. Kết quả cho thấy giải thuật điều khiển đúng đắn của kỹ thuật PWM 1 trạng thái và mô hình hệ thống mạch lọc tích cực. Với những kết quả đạt được thì hoàn toàn có thể áp dụng bộ nghịch lưu áp đa bậc điều khiển 1 trạng thái vào mạch lọc tích cực song song nhằm làm giảm tổn hao đóng ngắt đối với các ứng dụng công suất lớn. Tài liệu tham khảo [1] Alfredo S. N., Gerado A. M., Four-Branches- Inverter-Based-Active-Filter for Unbalanced 3- Phase 4-Wires Electrical Distribution System, Industry Applications Conference 2000, vol. 4, pp. 2503–2508, October. 2000. [2] Chen C. C., Hsu Y. Y., A Novel Approach to the Design of a Shunt Active Filter for an Unbalanced Three-Phase Four-Wire System under Nonsinusoidal Conditions, IEEE Transactions. On Power Delivery, vol. 15, no. 4, pp. 1258–1264, October. 2000. [3] Chiang K. H., Lin R. B., Yang T. K., and Wu W. K., Hybrid Active Power Filter for power quality Compensation, International Conference on Power Electronics and Drives Systems, pp. 949–954. November. 2005. [4] Iannuzzi D., Piegari L., and Tricoli P., An Active Filter Used for Harmonic Compensation and Power Factor Correction: a Control Technique, Power Electronics Specialists Conference, pp. 4631–4635, June. 2008. [5] Lin R. B., Wei C. T., A Novel NPC Inverter for Harmonics Elimination and Reactive Power Compensatio, IEEE Transactions. On Power Delivery, vol. 19, no. 3, pp. 1499–1456, July. 2004. [6] Lamich M., Balcells J., Gonzalez D., Gago J., New Structure for Three-Phase, Four-Wires Shunt Active Filter, Compatibility in Power Electonics, pp 1–7, May/June. 2007. [7] Msigwa J. C., Kundy J. B., and Mwinyiwiwa M. M. B., Control Algorithm for Shunt Active Power Filter using Synchronous Reference Frame Theory, World Academy of Science, Engineering and Technology 58, pp. 472–478, 2009. [8] Nguyen Van Nho, Quach Thanh Hai, and Lee H. H., Carrier Based Single-State PWM Technique for Minimizing Vector Errors in Multilevel Inverters, Journal of Power Electronics, vol. 10, no. 4, pp. 357–364, July. 2010. [9] Nguyen Van Nho, Youn J. M., Comprehensive study on Space vector PWM and carrier based PWM correlation in multilevel invertors, IEE Proceedings Electric Power Applications, vol.153, no.1, pp.149–158, January. 2006. [10] Akagi H., Wantanabe H. E., and Aredes M., Instantaneous Power Theory and Applications to Power Conditioning, IEEE Press Series on Power Engineering, 400 pages, John Wiley & Sons, USA, 2007. 669 Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011 - 7 - Biographies Nguyễn Văn Nhờ sinh năm 1964. Ông nhận bằng Thạc sỹ và Tiến sỹ Kỹ thuật điện tại Trường Đại Học West Bohemia, Cộng hòa Séc năm 1988 và 1991. Từ năm 2007 ông là Phó Giáo sư tại Khoa Điện–Điện tử Trường Đại Học Bách Khoa, Đại Học Quốc Gia Tp.Hồ Chí Minh. Ông làm việc với tư cách là hội viên tại Viện Phát triển Khoa học và Kỹ thuật Hàn Quốc (KAIST) năm 2001 và là giáo sư thỉnh giảng năm 2003–2004. Ông là chuyên gia tham quan Khoa Điện Trường Đại Học Illinois tại Urbana–Champaign năm 2009. Hướng nghiên cứu chính là mô hình hóa và điều khiển động cơ AC, mạch lọc tích cực, kỹ thuật PWM. Hiện ông là thành viên của Viện Kỹ sư Điện và Điện tử (IEEE). Nguyễn Quốc Thái sinh năm 1977. Anh nhận bằng Kỹ sư Điện–Điện tử của Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật Tp.Hồ Chí Minh năm 2000. Anh tham gia giảng dạy và phụ trách Khoa Điện–Điện tử, Trường Trung Cấp Nghề Tỉnh Bình Thuận từ năm 2005 đến nay. Hiện anh là học viên Cao học ngành Kỹ thuật Điện tử của Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật Tp.Hồ Chí Minh. Đang nghiên cứu về lĩnh vực biến tần đa bậc và mạch lọc tích cực. 670